JPH01302967A - 高電圧安定化回路 - Google Patents
高電圧安定化回路Info
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- JPH01302967A JPH01302967A JP1094268A JP9426889A JPH01302967A JP H01302967 A JPH01302967 A JP H01302967A JP 1094268 A JP1094268 A JP 1094268A JP 9426889 A JP9426889 A JP 9426889A JP H01302967 A JPH01302967 A JP H01302967A
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- 238000011105 stabilization Methods 0.000 title description 8
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 5
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- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 18
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
- H04N3/18—Generation of supply voltages, in combination with electron beam deflecting
- H04N3/185—Maintaining dc voltage constant
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、陰極線管のアノード電源用の高電圧安定化回
路、特に、偏向フライバック・パルス発生器を用いた高
電圧安定化回路に関する。
路、特に、偏向フライバック・パルス発生器を用いた高
電圧安定化回路に関する。
［従来の技術］
通常、２万ボルトのカラー陰極線管（ＣＲＴ）用アノー
ド電源は、偏向フライバック・パルス発生器の高電圧パ
ルス出力を用い、高圧トランス及び大容量コンデンサに
より、この高電圧パルス出力から直流電圧を発生してい
る。
ド電源は、偏向フライバック・パルス発生器の高電圧パ
ルス出力を用い、高圧トランス及び大容量コンデンサに
より、この高電圧パルス出力から直流電圧を発生してい
る。
［発明が解決しようとする課題］
しかし、スクリーンの輝度を変化させると、電源の電圧
が変わり、実際のスクリーンの（水平及び垂直の）大き
さも変化してしまう。例えば、輝度制御信号により、ス
クリーンが非常に明るくなると、ビーム電流が増え、ア
ノード電源の消費電力が増える。すると、電子ビームを
わずかなエネルギーで偏向できるので、スクリーンが大
きくなり始める。水平走査を小さくするため、偏向電圧
を減少できるが、これは、水平方向のみに影響する。
が変わり、実際のスクリーンの（水平及び垂直の）大き
さも変化してしまう。例えば、輝度制御信号により、ス
クリーンが非常に明るくなると、ビーム電流が増え、ア
ノード電源の消費電力が増える。すると、電子ビームを
わずかなエネルギーで偏向できるので、スクリーンが大
きくなり始める。水平走査を小さくするため、偏向電圧
を減少できるが、これは、水平方向のみに影響する。
従来、偏向フライバック・パルス発生器が電力を供給す
るアノード電源は、安定化されていなかった。または、
偏向フライバック・パルス発生器から電力の供給されな
い別の安定化された電源をアノード電圧用に用いた。２
つの別々の電源を用いることは、明らかに不経済であり
、シャーシ内に広い空間を要した。よって、別の電源を
必要とせずに、アノード・ビーム電流の変化により生じ
る電圧変化に対して、フライバック偏向パルス発生器を
補正できる電圧安定機能が望まれる。
るアノード電源は、安定化されていなかった。または、
偏向フライバック・パルス発生器から電力の供給されな
い別の安定化された電源をアノード電圧用に用いた。２
つの別々の電源を用いることは、明らかに不経済であり
、シャーシ内に広い空間を要した。よって、別の電源を
必要とせずに、アノード・ビーム電流の変化により生じ
る電圧変化に対して、フライバック偏向パルス発生器を
補正できる電圧安定機能が望まれる。
したがって、本発明の目的は、別の電源を必要とせずに
、偏向フライバック・パルスにより電力が供給され、ビ
ーム電流の変動に対して電圧源を補正するアノード電圧
源用の高電圧安定化回路の提供にある。
、偏向フライバック・パルスにより電力が供給され、ビ
ーム電流の変動に対して電圧源を補正するアノード電圧
源用の高電圧安定化回路の提供にある。
［課題を解決するための手段及び作用］本発明の高電圧
安定化回路は、偏向フライバック・パルス発生器が電力
を供給するＣＲＴアノード電圧源に用いる回路である。
安定化回路は、偏向フライバック・パルス発生器が電力
を供給するＣＲＴアノード電圧源に用いる回路である。
そして、電圧源の出力端に接続され、この出力端の電圧
を表すフィード・バック（帰還）信号を発生する電圧検
知手段を含んでいる。パルス検知手段である容量性分圧
器を偏向フライバック・パルス発生器の出力端に接続し
て、偏向フライバック・パルスの波形及びタイミングを
表す信号を得る。誤差増幅手段にて、電圧検知手段から
のフィード・バック信号及び容量性分圧器の出力信号を
加算して、レベル・シフトしたフライバック・パルス形
式の誤差信号を発生する。誤差増幅器の出方信号により
、パルス幅変調手段である電子スイッチのタイミングを
、パルス幅変調する。この電子スイッチの出力信号は、
フライバック・パルス発生器の出力端に接続された分路
コンデンサに流れる電流量を変化させるので、その電圧
ピークのレベルも変化する。この電圧ピークの変化は、
高電圧アノード電源を直接変化させる。
を表すフィード・バック（帰還）信号を発生する電圧検
知手段を含んでいる。パルス検知手段である容量性分圧
器を偏向フライバック・パルス発生器の出力端に接続し
て、偏向フライバック・パルスの波形及びタイミングを
表す信号を得る。誤差増幅手段にて、電圧検知手段から
のフィード・バック信号及び容量性分圧器の出力信号を
加算して、レベル・シフトしたフライバック・パルス形
式の誤差信号を発生する。誤差増幅器の出方信号により
、パルス幅変調手段である電子スイッチのタイミングを
、パルス幅変調する。この電子スイッチの出力信号は、
フライバック・パルス発生器の出力端に接続された分路
コンデンサに流れる電流量を変化させるので、その電圧
ピークのレベルも変化する。この電圧ピークの変化は、
高電圧アノード電源を直接変化させる。
電子スイッチは、所定の閾値電戻でオンするエンハンス
メント型ＮチャンネルＭＯ３ＦＥＴでもよい。誤差増幅
手段の出力信号は、偏向フライバック・パルスが重畳し
た直流レベルである。偏向フライバック・パルスが３角
波なので、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング閾値に関連した
直流レベルの位置が、ＭＯＳＦＥＴのオンの時間を制御
する。次に、これが、分路コンデンサを流れる電流量を
制御する。
メント型ＮチャンネルＭＯ３ＦＥＴでもよい。誤差増幅
手段の出力信号は、偏向フライバック・パルスが重畳し
た直流レベルである。偏向フライバック・パルスが３角
波なので、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング閾値に関連した
直流レベルの位置が、ＭＯＳＦＥＴのオンの時間を制御
する。次に、これが、分路コンデンサを流れる電流量を
制御する。
電圧検知手段を含んだフィード・バック（帰還）ループ
は、高圧帰還抵抗器も含んでおり、この抵抗器は、アノ
ニド電圧用電源の直流レベルを表す信号を発生する。本
発明の一実施例においては、フィード・フォワード・ル
ープが、電圧源の電圧変化を予測し、フィード・バック
増幅手段に交流結合されて、このループの帯域を改善す
る。
は、高圧帰還抵抗器も含んでおり、この抵抗器は、アノ
ニド電圧用電源の直流レベルを表す信号を発生する。本
発明の一実施例においては、フィード・フォワード・ル
ープが、電圧源の電圧変化を予測し、フィード・バック
増幅手段に交流結合されて、このループの帯域を改善す
る。
本発明の上述及びその他の目的、特徴及び利点は、添付
図を参照した以下の詳細な説明より最も良く理解できよ
う。
図を参照した以下の詳細な説明より最も良く理解できよ
う。
［実施例］
第１図は、本発明の高電圧安定化回路の好適な実施例の
ブロック図である。ＣＲＴにアノード電圧を供給する高
圧トランス回路１０に、フライバック・パルス発生器１
２から電力を供給する。フライバック・パルス発生器１
２の出力端を、同調コンデンサＣ１に接続すると共に、
Ｃ２及びＣ３から成るコンデンサ分圧器（パルス検知手
段）にも接続する。この分圧器の出力端は、加算ノード
２０を介して誤差増幅器１４に接続する。この加算ノー
ド２０は、他の入力として、フィード・バック増幅器１
６の出力信号を受ける。増幅器１６の入力端は、電圧検
知手段である電圧検知抵抗器Ｒ１及びＲ２に接続する。
ブロック図である。ＣＲＴにアノード電圧を供給する高
圧トランス回路１０に、フライバック・パルス発生器１
２から電力を供給する。フライバック・パルス発生器１
２の出力端を、同調コンデンサＣ１に接続すると共に、
Ｃ２及びＣ３から成るコンデンサ分圧器（パルス検知手
段）にも接続する。この分圧器の出力端は、加算ノード
２０を介して誤差増幅器１４に接続する。この加算ノー
ド２０は、他の入力として、フィード・バック増幅器１
６の出力信号を受ける。増幅器１６の入力端は、電圧検
知手段である電圧検知抵抗器Ｒ１及びＲ２に接続する。
誤差増幅器１４の出力端をパルス幅変調器（ＰＷＭ）１
８に接続する。このパルス幅変調器は、コンデンサＣ４
に流れる電流を制御する。
８に接続する。このパルス幅変調器は、コンデンサＣ４
に流れる電流を制御する。
パルス発生器１２の出力信号は、尖った３角波であり、
高電圧トランス回路１０により直流電圧に変換される。
高電圧トランス回路１０により直流電圧に変換される。
この電圧は、抵抗器Ｒ１及びＲ２により検知され、フィ
ード・バック増幅器１６が緩衝増幅器として作用する。
ード・バック増幅器１６が緩衝増幅器として作用する。
フライバック・パルスを表すパルスをフィード・バック
増幅器１６の出力信号と加算し、誤差増幅器１４にて接
地を基準とする信号にする。誤差増幅器１４の出力結果
は、フライバック・パルスが重畳された直流レベルであ
る。パルス幅変調器１８は、電子スイッチであり、その
入力端の電圧が閾値以上に上昇したとき、オンする。パ
ルス幅変調器１８がオンすると、電流がコンデンサＣ４
を流れるので、フライバック・パルス発生器１２からの
フライバック・パルスのピーク電圧が変化する。
増幅器１６の出力信号と加算し、誤差増幅器１４にて接
地を基準とする信号にする。誤差増幅器１４の出力結果
は、フライバック・パルスが重畳された直流レベルであ
る。パルス幅変調器１８は、電子スイッチであり、その
入力端の電圧が閾値以上に上昇したとき、オンする。パ
ルス幅変調器１８がオンすると、電流がコンデンサＣ４
を流れるので、フライバック・パルス発生器１２からの
フライバック・パルスのピーク電圧が変化する。
第２図は、第１図のより詳細な回路図を示す。
高電圧トランス回路１０は、トランスＴ１、ダイオード
Ｄ１及び蓄積コンデンサＣ５を含んでいる。
Ｄ１及び蓄積コンデンサＣ５を含んでいる。
検知抵抗器Ｒ１は、フィード・バック増幅器１６の非反
転入力端に結合している。増幅器１６の出力端を加算抵
抗器Ｒ３に接続し、この抵抗器は、加算ノード２０−を
介して、増幅器Ａ１の反転入力端に接続する。コンデン
サＣ２及びＣ３の間に接続されたコンデンサ分圧器の出
力端は、第２加算抵抗器Ｒ４を介してノード２０に接続
する。このノード２０は、増幅器Ａ１の反転入力端に接
続される。増幅器Ａ１は、利得設定抵抗器Ｒ６を有し、
また、この増幅器の出力端をトランジスタＱ１のベース
に接続する。このトランジスタには、保護ダイオードＤ
２が接続されると共に、抵抗器Ｒ７及びＲ８から成る利
得設定抵抗回路網も接続される。これら増幅器Ａ１及び
トランジスタＱ１等が、第１図の増幅器１４に対応する
。トランジスタＱ１のコレクタを、パルス幅変調器１８
であるエンハンスメント型ＮチャンネルＭＯ３ＦＥＴＱ
２のゲートＧに接続する。このＦＥＴＱ２のドレインＤ
を分路コンデンサＣ４に接続する。
転入力端に結合している。増幅器１６の出力端を加算抵
抗器Ｒ３に接続し、この抵抗器は、加算ノード２０−を
介して、増幅器Ａ１の反転入力端に接続する。コンデン
サＣ２及びＣ３の間に接続されたコンデンサ分圧器の出
力端は、第２加算抵抗器Ｒ４を介してノード２０に接続
する。このノード２０は、増幅器Ａ１の反転入力端に接
続される。増幅器Ａ１は、利得設定抵抗器Ｒ６を有し、
また、この増幅器の出力端をトランジスタＱ１のベース
に接続する。このトランジスタには、保護ダイオードＤ
２が接続されると共に、抵抗器Ｒ７及びＲ８から成る利
得設定抵抗回路網も接続される。これら増幅器Ａ１及び
トランジスタＱ１等が、第１図の増幅器１４に対応する
。トランジスタＱ１のコレクタを、パルス幅変調器１８
であるエンハンスメント型ＮチャンネルＭＯ３ＦＥＴＱ
２のゲートＧに接続する。このＦＥＴＱ２のドレインＤ
を分路コンデンサＣ４に接続する。
ダイオードＤ３及びフィルタ・コンデンサｃ５に接続さ
れたコイルＴ２により、フィード・フォワード・ループ
を構成する。このフィード・フォワード・ループを用い
て、ループ帯域幅を改善すると共に、高電圧安定化回路
により生じるジオメトリツク歪を減らす。抵抗器Ｒ９及
び結合コンデンサＣ６は、フィード・バック増幅器１６
の非反転入力端にコイルＴ２の出方端を交流結合する。
れたコイルＴ２により、フィード・フォワード・ループ
を構成する。このフィード・フォワード・ループを用い
て、ループ帯域幅を改善すると共に、高電圧安定化回路
により生じるジオメトリツク歪を減らす。抵抗器Ｒ９及
び結合コンデンサＣ６は、フィード・バック増幅器１６
の非反転入力端にコイルＴ２の出方端を交流結合する。
これにより、増幅器１６は、抵抗器Ｒ１及びＲ２で検知
した直流電圧レベルのシフトを予知でき、これら変化を
補償できる。よって、第２図の回路の応答がより高速に
なるので、ループ帯域幅が広くなり、ジオメトリツク歪
が減る。
した直流電圧レベルのシフトを予知でき、これら変化を
補償できる。よって、第２図の回路の応答がより高速に
なるので、ループ帯域幅が広くなり、ジオメトリツク歪
が減る。
第２図の回路の動作を、第３図の波形図に示す。
偏向フライバック・パルスは、３角波であり、そのピー
ク値は８５０ボルトであり、基準値は接地よりも５０ボ
ルト低い。コンデンサ分圧器は、偏向フライバック・パ
ルスを表すパルスを出力する。
ク値は８５０ボルトであり、基準値は接地よりも５０ボ
ルト低い。コンデンサ分圧器は、偏向フライバック・パ
ルスを表すパルスを出力する。
すなわち、このパルスは、偏向フライバック・パルスと
同じ波形及びタイミングであるが、ピーク・ピークがわ
ずか１００ミリボルトのパルス幅変調（ＰＷＭ）波形で
ある。加算ノード２０にて、このＰＷＭ波形をフィード
・バック増幅器１６の出力信号と加算すると、増幅器Ａ
１に出力信号が発生する。この出力信号は、基本的には
、増幅器１６の直流レベルにＰＷＭ波形が重畳したもの
である。この出力信号は、トランジスタＱ１にてレベル
・シフトされ、ＭＯ３ＦＥＴスイッチＱ２のゲートＧに
供給される。フライバック・パルスのレベルがＦＥＴス
イッチＱ２の閾値以上の程度は、増幅器１６の直流出力
により決まる。偏向フライバック・パルスが３角波なの
で、このパルスは、ＦＥＴスイッチＱ２がオンになる期
間を決定する。
同じ波形及びタイミングであるが、ピーク・ピークがわ
ずか１００ミリボルトのパルス幅変調（ＰＷＭ）波形で
ある。加算ノード２０にて、このＰＷＭ波形をフィード
・バック増幅器１６の出力信号と加算すると、増幅器Ａ
１に出力信号が発生する。この出力信号は、基本的には
、増幅器１６の直流レベルにＰＷＭ波形が重畳したもの
である。この出力信号は、トランジスタＱ１にてレベル
・シフトされ、ＭＯ３ＦＥＴスイッチＱ２のゲートＧに
供給される。フライバック・パルスのレベルがＦＥＴス
イッチＱ２の閾値以上の程度は、増幅器１６の直流出力
により決まる。偏向フライバック・パルスが３角波なの
で、このパルスは、ＦＥＴスイッチＱ２がオンになる期
間を決定する。
よって、増幅器Ａ１及びトランジスタＱ１の出力信号は
、ＦＥＴスイッチＱ２のスイッチング動作ヲ効果的にパ
ルス幅変調する。そして、これにより、コンデンサＣ４
を流れる電流量を変化させる。
、ＦＥＴスイッチＱ２のスイッチング動作ヲ効果的にパ
ルス幅変調する。そして、これにより、コンデンサＣ４
を流れる電流量を変化させる。
この変化は、偏向フライバック・パルスの振幅に影響す
るので、ビーム電流変動としての負荷の変動によるアノ
ード電圧源の電圧変動を補償する。
るので、ビーム電流変動としての負荷の変動によるアノ
ード電圧源の電圧変動を補償する。
例えば、スクリーンを明るくするために、負荷が重くな
ると、アノード電圧が減少し、抵抗器Ｒ２に検知される
直流電圧が下がるので、増幅器１６の出力信号も下がる
。増幅器１６の出力信号が下がると、増幅器Ａ１の出力
信号が上がる。トランジスタＱ１は、増幅器Ａ１の出力
信号を反転し、フライバック・パルスをＭＯ３ＦＥＴス
イッチＱ２の閾値に対して低くする。フライバック・パ
ルスが、ＭＯ３ＦＥＴスイッチの閾値に対して低くなる
と、ＦＥＴスイッチがオンの期間が短くなるので、分路
コンデンサＣ４に向かう電流が小さくなる。分路コンデ
ンサＣ４に流れる電流が小さくなると、偏向フライバッ
ク電圧パルスのピークが高くなり、アノード電圧が増加
する。
ると、アノード電圧が減少し、抵抗器Ｒ２に検知される
直流電圧が下がるので、増幅器１６の出力信号も下がる
。増幅器１６の出力信号が下がると、増幅器Ａ１の出力
信号が上がる。トランジスタＱ１は、増幅器Ａ１の出力
信号を反転し、フライバック・パルスをＭＯ３ＦＥＴス
イッチＱ２の閾値に対して低くする。フライバック・パ
ルスが、ＭＯ３ＦＥＴスイッチの閾値に対して低くなる
と、ＦＥＴスイッチがオンの期間が短くなるので、分路
コンデンサＣ４に向かう電流が小さくなる。分路コンデ
ンサＣ４に流れる電流が小さくなると、偏向フライバッ
ク電圧パルスのピークが高くなり、アノード電圧が増加
する。
［発明の効果］
上述の如く、本発明の高電圧安定化回路は、アノード電
圧源用に適し、別の電源を必要とせずに、偏向フライバ
ック・パルスにより電力が供給されるが、ビーム電流の
変動に対してその出力電圧を補正できる。
圧源用に適し、別の電源を必要とせずに、偏向フライバ
ック・パルスにより電力が供給されるが、ビーム電流の
変動に対してその出力電圧を補正できる。
第１図は本発明の好適な実施例のブロック図、第２図は
第１図の詳細な回路図、第３図は第２図の動作を説明す
る波形図である。 １０：高圧トランス回路 １２：フライバック・パルス発生器 １４：誤差増幅手段 １８：パルス幅変調手段 Ｃ２、Ｃ３：パルス検知手段 Ｒ１、Ｒ２：電圧検知手段
第１図の詳細な回路図、第３図は第２図の動作を説明す
る波形図である。 １０：高圧トランス回路 １２：フライバック・パルス発生器 １４：誤差増幅手段 １８：パルス幅変調手段 Ｃ２、Ｃ３：パルス検知手段 Ｒ１、Ｒ２：電圧検知手段
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 高電圧トランス回路に結合された偏向フライバック・パ
ルス発生器を有し、陰極線管アノードに電圧を供給する
回路において、 上記高電圧トランス回路の出力端に接続され、帰還信号
を発生する電圧検知手段と、 上記パルス発生器からの偏向フライバック・パルスに応
答して、この偏向フライバック・パルスの波形及びタイ
ミングを表すフライバック信号を発生するパルス検知手
段と、 上記帰還信号を上記フライバック信号と合成し、誤差信
号を発生する誤差増幅手段と、 上記誤差信号に応じて、上記偏向フライバック・パルス
の電圧を変化させるパルス幅変調手段とを具えた高電圧
安定化回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/182,272 US4808906A (en) | 1988-04-15 | 1988-04-15 | High voltage regulator for CRT anode voltage supply |
| US182272 | 1988-04-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01302967A true JPH01302967A (ja) | 1989-12-06 |
| JPH0544226B2 JPH0544226B2 (ja) | 1993-07-05 |
Family
ID=22667755
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1094268A Granted JPH01302967A (ja) | 1988-04-15 | 1989-04-13 | 高電圧安定化回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4808906A (ja) |
| JP (1) | JPH01302967A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4939633A (en) * | 1989-02-03 | 1990-07-03 | General Signal Corporation | Inverter power supply system |
| US5179331A (en) * | 1991-04-10 | 1993-01-12 | Computron Display Systems Division Of Xcel Corporation | Pulse width regulated high voltage power supply using ringless flyback transformer |
| US5189599A (en) * | 1991-08-14 | 1993-02-23 | Zenith Electronics Corporation | High voltage regulator for an integrated horizontal sweep system |
| JP2544858B2 (ja) * | 1991-12-04 | 1996-10-16 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレイション | 高電圧発生回路 |
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