JPH0542167B2 - - Google Patents
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- JPH0542167B2 JPH0542167B2 JP58046119A JP4611983A JPH0542167B2 JP H0542167 B2 JPH0542167 B2 JP H0542167B2 JP 58046119 A JP58046119 A JP 58046119A JP 4611983 A JP4611983 A JP 4611983A JP H0542167 B2 JPH0542167 B2 JP H0542167B2
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- control
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- circuit
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 26
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 26
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/24—Frequency- independent attenuators
- H03H7/25—Frequency- independent attenuators comprising an element controlled by an electric or magnetic variable
- H03H7/253—Frequency- independent attenuators comprising an element controlled by an electric or magnetic variable the element being a diode
- H03H7/255—Frequency- independent attenuators comprising an element controlled by an electric or magnetic variable the element being a diode the element being a PIN diode
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Attenuators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、入力信号を減衰制御する制御素子
と、入力信号を選択するリアクタンスと、制御素
子を流れる電流を制御する分路トランジスタと、
交流成分を阻止するためのチヨークが設けられた
信号入力回路関する。
と、入力信号を選択するリアクタンスと、制御素
子を流れる電流を制御する分路トランジスタと、
交流成分を阻止するためのチヨークが設けられた
信号入力回路関する。
従来の技術
受信機技術の分野では、増幅度が制御される増
幅器回路については、多くのものが公知である。
最近の受信機回路では、特に高周波入力回路の増
幅度を制御するために、PINダイオードが使用さ
れる。PINダイオードの利点は、強い信号が原因
となつて入力段の非直線素子の制御により歪みが
生じることを防止し、しかもダイオード自体も歪
みの原因にならないということである。高周波領
域においては、このような増幅度制御素子は、電
流により制御される実効抵抗のように作用する。
通常のPINダイオードに十分な制御を行なわせる
には、０〜約10mAの範囲の電流が必要である。
このような制御素子による制御に問題が生じるの
は、集積回路の中で制御電流を発生する場合であ
る。この場合通常の制御電流発生方式では、制御
状態に依存して集積積回路が電気的に加熱される
ことになる。この制御状態に依存して発生する熱
は、一緒に集積化された回路の他の機能部分に悪
い影響を与える。つまり、例えば一緒に集積化さ
れた発振器の周波数を制御状態に依存して変化さ
せる。
幅器回路については、多くのものが公知である。
最近の受信機回路では、特に高周波入力回路の増
幅度を制御するために、PINダイオードが使用さ
れる。PINダイオードの利点は、強い信号が原因
となつて入力段の非直線素子の制御により歪みが
生じることを防止し、しかもダイオード自体も歪
みの原因にならないということである。高周波領
域においては、このような増幅度制御素子は、電
流により制御される実効抵抗のように作用する。
通常のPINダイオードに十分な制御を行なわせる
には、０〜約10mAの範囲の電流が必要である。
このような制御素子による制御に問題が生じるの
は、集積回路の中で制御電流を発生する場合であ
る。この場合通常の制御電流発生方式では、制御
状態に依存して集積積回路が電気的に加熱される
ことになる。この制御状態に依存して発生する熱
は、一緒に集積化された回路の他の機能部分に悪
い影響を与える。つまり、例えば一緒に集積化さ
れた発振器の周波数を制御状態に依存して変化さ
せる。
発明が解決しようとする課題
本発明の課題は、入力信号を減衰制御するため
の分路トランジスタを有する信号入力回路に増幅
段を組み込み、できるだけ僅かな電力により、制
御素子に対する電流が制御されるように構成する
ことである。
の分路トランジスタを有する信号入力回路に増幅
段を組み込み、できるだけ僅かな電力により、制
御素子に対する電流が制御されるように構成する
ことである。
課題を解決するための手段
上記課題は本発明により、信号入力回路は増幅
段を有し、該増幅段はベース接地されており、か
つそのエミツタが制御素子と接続されており、前
記制御素子は入力信号路とアースとの間に接続さ
れており、制御可能な分路トランジスタは、直流
動作電流に関し制御素子と並列にチヨークを介し
て接続されており、前記増幅段の直流動作電流は
制御素子の直流動作電流として用いられ、該直流
動作電流は増幅段の電流導通区間を介して前記制
御素子をとおりアースに流れるように構成して解
決される。
段を有し、該増幅段はベース接地されており、か
つそのエミツタが制御素子と接続されており、前
記制御素子は入力信号路とアースとの間に接続さ
れており、制御可能な分路トランジスタは、直流
動作電流に関し制御素子と並列にチヨークを介し
て接続されており、前記増幅段の直流動作電流は
制御素子の直流動作電流として用いられ、該直流
動作電流は増幅段の電流導通区間を介して前記制
御素子をとおりアースに流れるように構成して解
決される。
本発明によれば、増幅段の動作電流が制御素子
に対しても利用されるので、回路の全動作電流が
小さくなる。
に対しても利用されるので、回路の全動作電流が
小さくなる。
実施例の説明
本発明の出発点となつた、制御素子と増幅段と
に対してそれぞれ別個の動作電源を有する増幅度
制御回路について第１図および第２図に基づいて
説明し、その後で本発明の実施例を第３図、第４
図および第６図に基づいて説明する。
に対してそれぞれ別個の動作電源を有する増幅度
制御回路について第１図および第２図に基づいて
説明し、その後で本発明の実施例を第３図、第４
図および第６図に基づいて説明する。
第１図は、選択的に同調可能な入力および出力
回路網を有する高周波入力回路を示している。こ
の入力回路の増幅度は、並列分路（リアクタンス
５，７に並列な）に配置されたPINダイオード６
によつて制御される。この増幅度制御は、信号源
１から入力回路網へ供給される信号電流を、PIN
ダイオードを流れる制御電流に依存して、PINダ
イオード６およびブロツクコンデンサ４を介して
リークさせることにより行われる。PINダイオー
ド６により減衰制御された入力信号は、信号出力
端５０から取り出される。従つて、PINダイオー
ドを流れる制御電流が多いほど、回路の全増幅度
は小さくなる。
回路網を有する高周波入力回路を示している。こ
の入力回路の増幅度は、並列分路（リアクタンス
５，７に並列な）に配置されたPINダイオード６
によつて制御される。この増幅度制御は、信号源
１から入力回路網へ供給される信号電流を、PIN
ダイオードを流れる制御電流に依存して、PINダ
イオード６およびブロツクコンデンサ４を介して
リークさせることにより行われる。PINダイオー
ド６により減衰制御された入力信号は、信号出力
端５０から取り出される。従つて、PINダイオー
ドを流れる制御電流が多いほど、回路の全増幅度
は小さくなる。
例えば通常のPINダイオードを使用した場合、
制御範囲の全域で制御を行なうためには、制御電
流を０〜約10mAまで変化させる必要がある。集
積回路内でこの範囲の電流を発生すると、その損
失電力により半導体チツプの温度が変化する。こ
のようにチツプ温度が変化すると、前述のよう
に、同じ半導体チツプ上に高周波発振器が設けら
れている場合に、制御状態に依存してその周波数
が大きく変動する。第１図の回路では、この欠点
は次のようにして克服されている。つまり、PIN
ダイオードに供給される増幅度制御電流を、分路
トランジスタによつて定めるのである。PINダイ
オードが必要とする最大制御電流（例えば
10mA）は前置抵抗１７と接続された動作電圧源
１８から発生する。分路トランジスタ１９から構
成される、PINダイオードに対する分路抵抗は、
公知のようにベース電流IRにより制御される。図
１に示されたPINダイオードによる電流制御で
は、PINダイオードの順方向電圧UD≒0.6V、最
大順電流IDnax≒10mAとすれば、およそ1/2・
UD・IDnaxの電力損失が生じるから、電力損失は
約3mAである。
制御範囲の全域で制御を行なうためには、制御電
流を０〜約10mAまで変化させる必要がある。集
積回路内でこの範囲の電流を発生すると、その損
失電力により半導体チツプの温度が変化する。こ
のようにチツプ温度が変化すると、前述のよう
に、同じ半導体チツプ上に高周波発振器が設けら
れている場合に、制御状態に依存してその周波数
が大きく変動する。第１図の回路では、この欠点
は次のようにして克服されている。つまり、PIN
ダイオードに供給される増幅度制御電流を、分路
トランジスタによつて定めるのである。PINダイ
オードが必要とする最大制御電流（例えば
10mA）は前置抵抗１７と接続された動作電圧源
１８から発生する。分路トランジスタ１９から構
成される、PINダイオードに対する分路抵抗は、
公知のようにベース電流IRにより制御される。図
１に示されたPINダイオードによる電流制御で
は、PINダイオードの順方向電圧UD≒0.6V、最
大順電流IDnax≒10mAとすれば、およそ1/2・
UD・IDnaxの電力損失が生じるから、電力損失は
約3mAである。
これに対して、制御素子（（PINダイオード）
と供給電圧源との間に接続される制御可能な前置
抵抗を介して制御素子へ電流を供給する時には、
制御電流範囲が同じ（０〜10mA）で動作電圧が
10Vの場合、電力の変化は100mWにもなる。従
つて、制御可能な抵抗を制御素子に対して直列に
配置するのではなく、分路抵抗として並列に接続
することが必要である。この制御素子制御方式で
は、前置抵抗１７をも集積化することができる。
なぜなら、制御時にこの抵抗で生ずる電力変化は
かなり小さいからである。
と供給電圧源との間に接続される制御可能な前置
抵抗を介して制御素子へ電流を供給する時には、
制御電流範囲が同じ（０〜10mA）で動作電圧が
10Vの場合、電力の変化は100mWにもなる。従
つて、制御可能な抵抗を制御素子に対して直列に
配置するのではなく、分路抵抗として並列に接続
することが必要である。この制御素子制御方式で
は、前置抵抗１７をも集積化することができる。
なぜなら、制御時にこの抵抗で生ずる電力変化は
かなり小さいからである。
第１図に示すように、分路トランジスタのベー
スに対する制御電流を、付加的なエミツタホロワ
増幅器によつて増幅することができる。そうする
と、制御感度が高まり、制御電力を低減できる。
スに対する制御電流を、付加的なエミツタホロワ
増幅器によつて増幅することができる。そうする
と、制御感度が高まり、制御電力を低減できる。
分路トランジスタとしてコレクタ−エミツタ間
の飽和電圧が高いトランジスタを使用する場合に
は、分路トランジスタが非導通状態にしても、
PINダイオード自体を介して電流が僅かに流れ
る。そのため高周波信号の一部がアースに流れ、
回路に必要な増幅度に達しないことがあり得る。
このことは、分路トランジスタ１９のコレクタと
PINダイオード６との間に普通のダイオード２０
を接続することにより回避される。分路トランジ
スタ１９としては、バイポーラ・トランジスタの
代わりに、例えば電界効果トランジスタを使用し
てもよい。
の飽和電圧が高いトランジスタを使用する場合に
は、分路トランジスタが非導通状態にしても、
PINダイオード自体を介して電流が僅かに流れ
る。そのため高周波信号の一部がアースに流れ、
回路に必要な増幅度に達しないことがあり得る。
このことは、分路トランジスタ１９のコレクタと
PINダイオード６との間に普通のダイオード２０
を接続することにより回避される。分路トランジ
スタ１９としては、バイポーラ・トランジスタの
代わりに、例えば電界効果トランジスタを使用し
てもよい。
第２図の回路では、PINダイオードが直列制御
素子として使用されている。この場合、PINダイ
オードに対して第１図とは逆の制御が必要であ
る。つまり増幅度を高めるにはPINダイオードへ
の電流を大きくしなければならない。第２図では
増幅素子以後の入力回路網の結線は示していな
い。
素子として使用されている。この場合、PINダイ
オードに対して第１図とは逆の制御が必要であ
る。つまり増幅度を高めるにはPINダイオードへ
の電流を大きくしなければならない。第２図では
増幅素子以後の入力回路網の結線は示していな
い。
第３図は本発明による信号入力回路の実施例を
示す。本発明の信号入力回路では、PINダイオー
ド６に対する最大制御電流が同時に、増幅段９に
対する動作電流でもある。分路トランジスタ１９
が遮断時には全動作電流が、第３図には図示され
ていない動作電圧源１８から増幅段９のコレクタ
−エミツタ区間を介して、インダクタンス８およ
びPINダイオード６を介してアースに流れる。入
力信号を減衰する際には分路トランジスタ１９が
導通制御され、増幅器９から送出された直流電圧
成分が分割されてインダクタンス７と分路トラン
ジスタ１９を介してアースにも流れる。増幅段９
のベースは、分圧器１１，１２の分圧抵抗１１、
およびインダクタンス７，８を介して直流的には
そのエミツタとつながつているので、分路トラン
ジスタ１９が導通して信号入力回路全体の増幅度
が制御されるときにも、増幅段９の増幅のための
動作電圧は確保される。増幅段の動作電流を利用
すると、回路の全動作電流が第１図、第２図に示
す回路よりも小さくなるという利点がある。従つ
て、制御素子の電流源として他の機能段または他
の集積回路の動作電流を利用することができる。
示す。本発明の信号入力回路では、PINダイオー
ド６に対する最大制御電流が同時に、増幅段９に
対する動作電流でもある。分路トランジスタ１９
が遮断時には全動作電流が、第３図には図示され
ていない動作電圧源１８から増幅段９のコレクタ
−エミツタ区間を介して、インダクタンス８およ
びPINダイオード６を介してアースに流れる。入
力信号を減衰する際には分路トランジスタ１９が
導通制御され、増幅器９から送出された直流電圧
成分が分割されてインダクタンス７と分路トラン
ジスタ１９を介してアースにも流れる。増幅段９
のベースは、分圧器１１，１２の分圧抵抗１１、
およびインダクタンス７，８を介して直流的には
そのエミツタとつながつているので、分路トラン
ジスタ１９が導通して信号入力回路全体の増幅度
が制御されるときにも、増幅段９の増幅のための
動作電圧は確保される。増幅段の動作電流を利用
すると、回路の全動作電流が第１図、第２図に示
す回路よりも小さくなるという利点がある。従つ
て、制御素子の電流源として他の機能段または他
の集積回路の動作電流を利用することができる。
第４図は第３図に示す回路の変形例である。こ
の実施例では入力側の選択回路５，７が接地され
ている。同調素子５としてバラクタダイオードを
使用する時には、この構成は有利である。この場
合には、同調電圧に対するバラクタ・ダイオード
の基準特性が一意的に決められる。
の実施例では入力側の選択回路５，７が接地され
ている。同調素子５としてバラクタダイオードを
使用する時には、この構成は有利である。この場
合には、同調電圧に対するバラクタ・ダイオード
の基準特性が一意的に決められる。
第５図は、PINダイオードを有しかつ固定同調
入力回路の実施例を示している。この回路では、
信号入力側２と増幅素子の入力側３０との間に直
列共振回路が挿入接続され、PINダイオードは回
路点３１へ最大インピーダンスで作用している。
PINダイオードへの制御電流の供給は、上述と同
じ方法で行なわれる。
入力回路の実施例を示している。この回路では、
信号入力側２と増幅素子の入力側３０との間に直
列共振回路が挿入接続され、PINダイオードは回
路点３１へ最大インピーダンスで作用している。
PINダイオードへの制御電流の供給は、上述と同
じ方法で行なわれる。
第６図は、上述の方法により２つのPINダイオ
ードを制御する本発明の実施例を示している。こ
の実施例では、PINダイオードに対して直流的に
直列電流制御が行なわれる。この回路の利点は、
全増幅度に対する制御範囲が大きいということで
ある。この場合、２つのPINダイオード６，３２
に対して、利用可能な最大制御電流が利用でき
る。しかし基本的には、最大制御範囲を制限し
て、PINダイオードの並列制御を行なうことも可
能である。
ードを制御する本発明の実施例を示している。こ
の実施例では、PINダイオードに対して直流的に
直列電流制御が行なわれる。この回路の利点は、
全増幅度に対する制御範囲が大きいということで
ある。この場合、２つのPINダイオード６，３２
に対して、利用可能な最大制御電流が利用でき
る。しかし基本的には、最大制御範囲を制限し
て、PINダイオードの並列制御を行なうことも可
能である。
本発明は、増幅素子、例えば電界効果トランジ
スタまたは種々の導電形の増幅素子に対して他の
基本回路（例えば他の接地形回路）を用いる場合
にも適用できる。さらに本発明は、図示の増幅素
子の代わりに受動または能動混合装置を設けた場
合にも使用可能である。
スタまたは種々の導電形の増幅素子に対して他の
基本回路（例えば他の接地形回路）を用いる場合
にも適用できる。さらに本発明は、図示の増幅素
子の代わりに受動または能動混合装置を設けた場
合にも使用可能である。
第１図および第２図は本発明の出発点となつた
増幅度制御回路の回路図、第３図は本発明による
信号入力回路の回路図、第４図は第３図の回路の
変形実施例を示す回路図、第５図は１つのPINダ
イオードと固定同調入力回路を有する実施例の回
路図、第６図は２つのPINダイオードを有する本
発明の実施例を示す回路図。 １…信号源、２…信号入力側、４…ブロツクコ
ンデンサ、５，７…リアクタンス、６，３２…
PINダイオード、１７…前置抵抗、１８…動作電
圧源、１９…分路トランジスタ、２０…ダイオー
ド、IR…ベース電流。
増幅度制御回路の回路図、第３図は本発明による
信号入力回路の回路図、第４図は第３図の回路の
変形実施例を示す回路図、第５図は１つのPINダ
イオードと固定同調入力回路を有する実施例の回
路図、第６図は２つのPINダイオードを有する本
発明の実施例を示す回路図。 １…信号源、２…信号入力側、４…ブロツクコ
ンデンサ、５，７…リアクタンス、６，３２…
PINダイオード、１７…前置抵抗、１８…動作電
圧源、１９…分路トランジスタ、２０…ダイオー
ド、IR…ベース電流。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号を減衰制御する制御素子６と、入力
信号を選択するリアクタンス５，７と、制御素子
６を流れる電流を制御する分路トランジスタ１９
と、交流成分を阻止するためのチヨーク７，２
１，２５が設けられた信号入力回路において、 該信号入力回路は増幅段９を有し、該増幅段９
はベース接地されており、かつそのエミツタが前
記制御素子６と接続されており、 前記制御素子６は入力信号路とアースとの間に
接続されており、 前記制御可能な分路トランジスタ１９は、直流
動作電流に関し制御素子６と並列に上記チヨーク
を介して接続されており、 前記増幅段９の直流動作電流は制御素子の直流
動作電流として用いられ、該直流動作電流は増幅
段９の電流導通区間を介して前記制御素子６をと
おりアースに流れることを特徴とする信号入力回
路。 ２ 制御素子６としてPINダイオードが設けられ
ている特許請求の範囲第１項記載の信号入力回
路。 ３ 分路トランジスタ１９としてバイポーラトラ
ンジスタまたは電界効果トランジスタが設けられ
ている特許請求の範囲第１項または第２項記載の
信号入力回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE32104529 | 1982-03-22 | ||
| DE19823210452 DE3210452A1 (de) | 1982-03-22 | 1982-03-22 | Signal-eingangsschaltung |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58171114A JPS58171114A (ja) | 1983-10-07 |
| JPH0542167B2 true JPH0542167B2 (ja) | 1993-06-25 |
Family
ID=6158946
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58046119A Granted JPS58171114A (ja) | 1982-03-22 | 1983-03-22 | 信号入力回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4689498A (ja) |
| JP (1) | JPS58171114A (ja) |
| DE (1) | DE3210452A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2618620B1 (fr) * | 1987-07-24 | 1989-11-24 | Trt Telecom Radio Electr | Dispositif interrupteur pour signaux a haute frequence |
| US5045733A (en) * | 1989-11-28 | 1991-09-03 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Switching apparatus with cascaded switch sections |
| US5278519A (en) * | 1991-11-13 | 1994-01-11 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Method and apparatus for controlling RF spectral splatter into adjacent channels when activating an RF transmitter |
| US6271727B1 (en) | 1999-08-06 | 2001-08-07 | Rf Micro Devices, Inc. | High isolation RF power amplifier with self-bias attenuator |
| US6310508B1 (en) * | 2000-08-24 | 2001-10-30 | Agilent Technologies, Inc. | High frequency switch |
| CN109274351B (zh) * | 2018-08-14 | 2022-03-29 | 宁波大学 | 一种电子阻抗调谐器 |
Citations (2)
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| JPS4918454A (ja) * | 1972-06-09 | 1974-02-18 | ||
| JPS4922838A (ja) * | 1972-06-19 | 1974-02-28 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US3663900A (en) * | 1971-02-16 | 1972-05-16 | Northern Electric Co | Voltage controlled attenuator |
| DE2126136C3 (de) * | 1971-05-26 | 1982-07-29 | Blaupunkt-Werke Gmbh, 3200 Hildesheim | Regelbare HF-Eingangsstufe mit einem PIN-Dioden-Dämpfungsglied |
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