JPH053940B2 - - Google Patents
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- JPH053940B2 JPH053940B2 JP61111672A JP11167286A JPH053940B2 JP H053940 B2 JPH053940 B2 JP H053940B2 JP 61111672 A JP61111672 A JP 61111672A JP 11167286 A JP11167286 A JP 11167286A JP H053940 B2 JPH053940 B2 JP H053940B2
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- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 15
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2085—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states with more than one phase shift per symbol period
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2331—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation wherein the received signal is demodulated using one or more delayed versions of itself
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
〔産業上の利用分野〕
この発明は、多重波干渉に強いデイジタル通信
方式に関するもので、例えば移動無線通信に適用
するのに好都合な通信方式に関する。 〔従来の技術〕 第５図は、デイジタルの２値情報信号に対応し
て搬送波の位相をタイムスロツトの前半のＴ／２
の期間に＋Δθ／２、後半Ｔ／２の期間にさらに
Δθ／２シフトさせる、いわゆるΔθ／2DSK
（Double Phase Shift Keying）信号を示す。 第６図は、このDSK信号から元の２値情報信
号を復調するＴ／２遅延回路を示す。図におい
て、１は入力端子、２は乗算回路、３ａはＴ／２
遅延回路（Ｔ：１タイムスロツトの長さ）、４は
低域通過フイルタ（以下、LPFという）、５は出
力端子である。 次に動作について説明する。 （Δθ／2DSK信号は、２値情報信号のシンボル
“１”に対しては搬送波の位相を初めのＴ／２の
期間は＋Δθ／２、あとのＴ／２の期間はさらに
＋Δθ／２シフトさせる。２値情報信号のシンボ
ル“０”に対しては、搬送波の位相を初めのＴ／
２の期間は−Δθ／２、あとのＴ／２の期間はさ
らに−Δθ／２シフトさせる。 このような搬送波の位相シフトは次のようにし
て得られる。すなわち直交する２つの信号、Ｉ信
号及びＱ信号を用意し、２値情報信号がシンボル
“１”の場合はタイムスロツトの前半ではまずＩ
信号として直前のＱ信号を反転させたものを用
い、Ｑ信号としては直前のＩ信号を用いる。後半
も同様である。シンボル“０”の場合はタイムス
ロツトの前半ではＩ信号として直前のＱ信号を用
い、Ｑ信号としては直前のＩ信号を反転したもの
を用いる。後半でも同様でありＩ信号とＱ信号を
合成して出力することにより所望信号が得られ
る。 次に、移動無線で問題となる多重波受信の動作
について説明する。伝播路長のちがう２つのルー
トを経て到着した同一内容の（Δθ／２）DSK信
号であるＤ波及びＵ波の到着時間差がτ（但τ＜
Ｔ／２）とすると、その関係は第７図に示すよう
になる。 このような関係にあるＤ波とＵ波の合成波を第
６図のＴ／２遅延検波回路で復調すると、復調出
力etは次式のようになる。 区間ａでは 区間ｂ，ｄでは 区間ｃでは ここで、 ρ：Ｕ波のＤ波に対する相対振幅比 φ：Ｄ波とＵ波の搬送波の位相差 シンボル１に対するこれらの関係を図に表わす
と第８図のようになる。 この図からわかるように、（Δθ／２）DSK信号
は区間ｂ，ｄの復調出力と区間ｃの復調出力が、
Ｄ波とＵ波の搬送波の位相差φの変化に対し相補
的な関係になつており、一方が低くなると他方が
高くなつている。 すなわち、単純なBPSK（Binary PhaseShift
Keying）信号ではＤ波とＵ波の位相差φがπに
近づくと復調出力が小さくなり符号誤りを生ずる
ところが出てくるのに対し、（Δθ／２）DSK信号
ではＤ波とＵ波の位相差φが変化しても復調信号
が完全に落ち、こんでしまうということがない。
この結果、符号誤りの発生が大幅に改善されるこ
とになる。 〔発明が解決しようとする問題点〕 （Δθ／２）DSK信号は以上のように構成され
ているので普通のBPSK信号に比べれば、符号誤
り率の点で大幅な改善が得られるが、１／２タイ
ムスロツト毎の位相シフト量Δθ／２は振幅係数
（cosΔθ／２）と共に相補特性（区間ｂ，ｄと区
間ｃの出力信号の関係）にも関係しているため、
振幅係数と相補特性を共に最良にするように
Δθ／２を選ぶわけにはいかない、という問題が
あつた。 この発明は上記のような問題を解決するために
なされたもので、振幅係数の選定と相補特性の設
定を独立してなし得るようにした信号をもつデイ
ジタル通信方式を提供することを目的とする。 〔問題点を解決するための手段〕 この発明に係るデイジタル通信方式はデイジタ
ル情報の１つのシンボルに対応した１タイムスロ
ツトを前半と後半の区間にわけ、それぞれの区間
における搬送波の位相を次のようにシフトさせる
ことを特徴とした（θ，ψ）DSK信号を用いる
ものである。 Γ 振幅係数に係る諸元θは、シンボルに対応し
て定める。 例えば・２値情報シンボル１，０に対し、θ
＝（π，０） ・４値情報シンボル11，01，00，10に対しθ
＝（０，π／２，π，３／2π） Γ １タイムスロツトの前半と後半の位相差ψ
は、シンボルの如何にかかわらず一定値ψo（例
えば、πrad又は−πrad）又はシンボルに対応
して定めるψi（例えばシンボル１に対し＋π、
シンボル０に対し−π）とする。 〔作用〕 以上のようにすることにより、θは振幅係数の
みに関係し、またψは相補特性にのみ関係する信
号となるので、それぞれの値（θ，ψ）を独立し
て符号誤り率が最小となるよう最適値に選定した
デイジタル通信方式用の信号を形成できる。 〔実施例〕 以下、この発明の一実施例について説明する。
第１図は、この発明に係るデイジタル通信方式に
使用する（θ・ψ）DSK信号の説明図である。 この図にはデイジタル情報信号として、２値情
報信号“１”，“０”，“１”に対応する（θ・ψ）
DSK信号を図示している。この例では、シンボ
ル“１”に対してθi＝＋θ、シンボル“０”に対
しθi＝−θまたは１タイムスロツト内での位相シ
フト量はシンボルの如何にかかわらず一定値ψと
している。 第２図は（θ・ψ）DSK信号を復調するＴ遅
延検波回路を示す。１は入力端子、２は乗算回
路、３ｂはＴ遅延回路（Ｔ：１タイムスロツトの
長さ）、４はLPF、５は出力端子である。 次に動作を説明する。 伝播路長のちがう２つのルートを経て到着する
同一内容の（θ・ψ）DSK信号、Ｄ波及びＵ波
の到着時間差がτとすると、その関係は第３図に
示すようになる。図からわかるようにＤ波とＵ波
の間には区間ｂ，ｄでは同相関係、区間ｃでは位
相差ψの関係に対応している。区間ａは先行シン
ボルとの関係に左右される不確定区間である。 このような関係にあるＤ波とＵ波の合成波が第
２図のＴ遅延検波回路で復調されると、復調出力
ｅ（ｔ）は次式のようになる。 区間ａでは 2e（ｔ）＝cosθ・｛１＋ρ2＋2ρcos（φ＋
ψ−θ）｝ cosθ・（１−ρ2） −cosθ.｛１＋ρ2−2ρcos（φ＋ψ＋θ）｝ −cosθ（１−ρ2） シンボル１→１ シンボル０→１ シンボル０→０ シンボル１→０ 区間ｂ，ｄでは 2e（ｔ）＝cosθ.（１＋ρ22ρcosφ） −cosθ.（１＋ρ22ρcosφ） シンボル１ シンボル０ 区間ｃでは 2e（ｔ）＝cosθ.｛１＋ρ22ρcosφ−ψ）
｝ −cosθ・｛１＋ρ2＋2ρcos（φ−ψ）｝ シンボル１ シンボル０ ここで、 ρ＝Ｕ波のＤ波に対する相対振幅比 φ＝Ｄ波とＵ波の搬送波の位相差 この関係をシンボル１について図に表わすと、
第４図のようになる。 この図からわかるように、（θ，ψ）DSK信号
は区間ｂ，ｄの復調出力と区間ｃの復調出力がＤ
波とＵ波の搬送波位相差φの変化に対し相補的な
関係にある点で（Δθ／２）DSK信号と共通する
が、θは出力信号の振幅にのみ関係し、ψは区間
ｂ，ｄと区間ｃにおける出力信号の振幅変化の相
補関係にのみ関係するので、お互に他に影響を与
えることなく最良点に選定できる点で改善されて
いる。 このようにθとψの両者を独立に設定できるの
で、出力信号の振幅を大きくし、かて相補特性も
最高の所に設定できる効果がある。 具体例として、２値情報シンボル１，０に対応
して（orad，πrad），ψ＝πとすると、振幅は２
つのシンボル，０に対し＋１，−１となつて最も
大きくなり、ｂ，ｄ区間とｃ区間の振幅変化は一
方が最少の時、他方が最大となつて相補性は最も
よくなる。 第９図は（θ・ψ）DSK信号の発
生回路の一例を示す。１１は搬送波発生回路、１
２は位相シフターで、第１の位相シフター（以
下、PS−１という。）１２１と第２の位相シフタ
ー（以下、PS−２という。）１２２とより構成し
ている。１３はアツプダウンカウント動作するカ
ウンターで端子P10に供給されるシンボルに応じ
アツプカウント又はダウンカウントしPS−１，
１２１のタツプを制御して位相シフト量をプラス
側又はマイナス側に制御する。PS−２，１２２
は１タイムスロツトの前半の信号を与える端子
P21と後半の信号を与えるP22をもち、搬送波に対
しタイムスロツトの前半で与えていた位相に対し
後半ではψだけの位相差を与える。 第１０図はその動作説明図である。 第１０図Ａは１タイムスロツト毎に端子P10に
送り込れてくる２値情報信号、第１０図Ｂは、シ
ンボル“１”に対応して（＋θ，ψ）のシフト
を、シンボル“０”に対応して（−θ，ψ）のシ
フトをする（θ・ψ）DSK信号を示す。これら
の信号は次のようにして生成される。すなわちカ
ウンタ１３は、端子P10に入力される２値情報信
号のシンボルが“１”のときカウントアツプし、
“０”のときカウントダウンし、そのカウント値
に相当するデータを第１の位相シフタ１２１に印
加する。具体的には例えばカウント値が１のとき
はPS−１，１２１の位相シフト量はθ，２のと
きは2θ，…ｎのときはnθ，（＝2π），（ｎ＋１）の
ときは元へ戻つてθとなるようカウント１３のタ
ツプに対応してPS−１，１２１の位相シフト量
のタツプを設定しておく（但しθ＝2π／ｎ）。 次にPS−２，１２２の位相シフトの制御は端
子P21と端子P22の間でψの位相差がつくように設
定し、タイムスロツトの前半に端子P21を、後半
に端子P22を制御してタイムスロツトの前半と後
半にψの位相差を与える。PS−２，１２２次の
タイムスロツトの前半では端子P21により制御さ
れ、元に戻る。このように動作するので、シンボ
ル“１”が入る毎ににカウンタ１３はカウントア
ツプしてき隣接タイムスロツトの位相がθずつ進
んでいく。またタイムスロツトの前半から後半に
入るとPS−２によつて位相がψ進む。又、シン
ボル“０”が入る毎にカウンタ１３はカウントダ
ウンし、位相がθずつ遅れてゆくがタイムスロツ
トの前半から後半に入るとψずつ進む。 第１１図は２値情報シンボル１，０に対応する
（θ，ψ）をシンボル１に対して（θ，ψ）＝（0°，
180°）、シンボル０対して（θ，ψ）＝（180°，
180°）とした場合の（θ，ψ）DSK信号の発生回
路の一例を示す。また第１２図はこの場合の２値
情報信号（第１２図Ａ）と対応する搬送波の位相
を示す。 １２は位相シフタであり、搬送波発生回路１１
からの信号の位相を２つの入力端子１２３１，１
２３２の１方から他方へ駆動信号が移ると180°位
相が変化する180°PS１２３と、セツト・リセツ
トフリツプフロツプ１２４と２組のスイツチa1，
a2，b1，b2をもつ切替回路１２５を備えている。 次に動作を説明する。第１２図Ａは２値情報信
号を示し、第１２図Ｂはこの場合の（θ，ψ）
DSK信号の位相変化を示す。 入力端子P10に２値情報信号に係る２値情報シ
ンボル“１”が印加されると、切替回路１２５の
スイツチa1，a2が接となり、入力端子P21に印加
されるタイムスロツトの前半であることを示す信
号によつてFF１２４がセツトされＱ端子に出力
が出る。これは180°PS１２３を駆動し、相対位
相を0°に設定する。タイムスロツトの後半に入る
と入力端子P22に入力されるタイムスロツトの後
半であることを示す信号によつてFF１２４がリ
セツトされ端子に出力が出る。これは180°PS
１２３を駆動し、相対位相を180°に設定する。 次に、入力端子P10に２値情報シンボル“０”
が印加されると切替回路１２５のスイツチb1，b2
が接となり、入力端子P21に印加されるタイムス
ロツトの前半であることを示す信号によつてFF
１２４がリセツトされ端子に出力が出る。これ
は180°PS１２３を駆動し、相対位相を180°に設定
する。タイムスロツトの後半に入ると入力端子
P22に入力されるタイムスロツトの後半であるこ
とを示す信号によつてFF１２４がセツトされＱ
端子に出力が出る。これは180°PS１２８を駆動
し相対位相を0°に設定する。 第１８図は、４値情報信号対応の（θ，ψ）
DSK信号の発生回路の例を示す。 第１４図と同一符号を付したものは同一又は相
当部分を示す。 PS−１，１２１はタツプの選択によつて相対
位相を４つの位相（0°，90°，180°，270°）に切替
え得る構成のものである。カウンタ１３は入力信
号を４ビツト構成のリングカウンタ１３２と４値
情報シンボル１１，０１，００，１０で構成され
る４値情報信号の各々のタイムスロツト毎の情報
を10進数に変換する４値情報変換回路１３１より
構成している。 次に動作を説明する。端子P10から入力される
４値情報信号を第１４図Ａに示す。４値情報信号
の各タイムスロツトにおける情報を10進数に変換
した値を第１４図Ｂに示す。この各タイムスロツ
トにおける４値情報信号をリングカウンタで読取
つた数値を第１４図Ｃに示す。この値に対応する
PS−１，１２１のタツプが駆動されてPS−１，
１２１の位相設定が行われる。この位相設定値を
第１４図Ｄに示す。 PS−２，１２２は第１１図の場合と同様に端
子P21にはタイムスロツトの前半を示す信号、端
子P22にはタイムスロツトの後半を示す信号を印
加し前半と後半の位相差をψに設定している。 このようにして作つた（θ，ψ）DSK信号を、
１ビツト先行する信号との位相差によつて信号の
内容を特定する第１５図に示すＴ遅延検波器に加
えると端子P10に印加した４値情報信号を再生す
ることができる。 第１５図において、第２図と同一符号のものは
同一又は相当部分を示す。３ｃは0°位相調整器、
３ｄは90°位相調整器、３ｅは補正位相調整器で
ある。２ａはICH乗算回路、２ｂはQCH乗算回路で
ある。以下動作を説明する。入力端子１からの信
号は、そのまゝICH乗算回路２ａ及びQCH乗算回路
２ｂの一方の端子に導びかれる。またこれと並列
にＴ遅延回路３ｂで１タイムスロツト遅延を与
え、さらに３個の位相調整器３ｃ，３ｄ，３ｅを
経て、ICH乗算回路２ａ及びQCH乗算回路２ｂ乗算
回路２ａの他方の入力端子に導かれる。なお、こ
こで３個の位相調整器３ｃ，３ｄ，３ｅは、入力
端子１から、ICHの乗算回路２ａの２つの入力端
子までの位相差が（360°×ｎ＋45°）、乗算回路２
ｂの２つの入力端子までの位相差が（360°×ｎ−
45°）に設定する。 そのようにすると、位相関係として第１６図に
示す関係にある４値情報シンボル11，01，00，10
の入力信号は１タイムスロツトＴ前の先行シンボ
ルの位相を基準波とする位相検波と同様に考えら
れるからICH出力５ａとQCH出力５ｂと４値情報シ
ンボルの関係は次のようになり、端子１に入力さ
れる信号によつて表わされれ４値情報信号を読取
ることができる。
方式に関するもので、例えば移動無線通信に適用
するのに好都合な通信方式に関する。 〔従来の技術〕 第５図は、デイジタルの２値情報信号に対応し
て搬送波の位相をタイムスロツトの前半のＴ／２
の期間に＋Δθ／２、後半Ｔ／２の期間にさらに
Δθ／２シフトさせる、いわゆるΔθ／2DSK
（Double Phase Shift Keying）信号を示す。 第６図は、このDSK信号から元の２値情報信
号を復調するＴ／２遅延回路を示す。図におい
て、１は入力端子、２は乗算回路、３ａはＴ／２
遅延回路（Ｔ：１タイムスロツトの長さ）、４は
低域通過フイルタ（以下、LPFという）、５は出
力端子である。 次に動作について説明する。 （Δθ／2DSK信号は、２値情報信号のシンボル
“１”に対しては搬送波の位相を初めのＴ／２の
期間は＋Δθ／２、あとのＴ／２の期間はさらに
＋Δθ／２シフトさせる。２値情報信号のシンボ
ル“０”に対しては、搬送波の位相を初めのＴ／
２の期間は−Δθ／２、あとのＴ／２の期間はさ
らに−Δθ／２シフトさせる。 このような搬送波の位相シフトは次のようにし
て得られる。すなわち直交する２つの信号、Ｉ信
号及びＱ信号を用意し、２値情報信号がシンボル
“１”の場合はタイムスロツトの前半ではまずＩ
信号として直前のＱ信号を反転させたものを用
い、Ｑ信号としては直前のＩ信号を用いる。後半
も同様である。シンボル“０”の場合はタイムス
ロツトの前半ではＩ信号として直前のＱ信号を用
い、Ｑ信号としては直前のＩ信号を反転したもの
を用いる。後半でも同様でありＩ信号とＱ信号を
合成して出力することにより所望信号が得られ
る。 次に、移動無線で問題となる多重波受信の動作
について説明する。伝播路長のちがう２つのルー
トを経て到着した同一内容の（Δθ／２）DSK信
号であるＤ波及びＵ波の到着時間差がτ（但τ＜
Ｔ／２）とすると、その関係は第７図に示すよう
になる。 このような関係にあるＤ波とＵ波の合成波を第
６図のＴ／２遅延検波回路で復調すると、復調出
力etは次式のようになる。 区間ａでは 区間ｂ，ｄでは 区間ｃでは ここで、 ρ：Ｕ波のＤ波に対する相対振幅比 φ：Ｄ波とＵ波の搬送波の位相差 シンボル１に対するこれらの関係を図に表わす
と第８図のようになる。 この図からわかるように、（Δθ／２）DSK信号
は区間ｂ，ｄの復調出力と区間ｃの復調出力が、
Ｄ波とＵ波の搬送波の位相差φの変化に対し相補
的な関係になつており、一方が低くなると他方が
高くなつている。 すなわち、単純なBPSK（Binary PhaseShift
Keying）信号ではＤ波とＵ波の位相差φがπに
近づくと復調出力が小さくなり符号誤りを生ずる
ところが出てくるのに対し、（Δθ／２）DSK信号
ではＤ波とＵ波の位相差φが変化しても復調信号
が完全に落ち、こんでしまうということがない。
この結果、符号誤りの発生が大幅に改善されるこ
とになる。 〔発明が解決しようとする問題点〕 （Δθ／２）DSK信号は以上のように構成され
ているので普通のBPSK信号に比べれば、符号誤
り率の点で大幅な改善が得られるが、１／２タイ
ムスロツト毎の位相シフト量Δθ／２は振幅係数
（cosΔθ／２）と共に相補特性（区間ｂ，ｄと区
間ｃの出力信号の関係）にも関係しているため、
振幅係数と相補特性を共に最良にするように
Δθ／２を選ぶわけにはいかない、という問題が
あつた。 この発明は上記のような問題を解決するために
なされたもので、振幅係数の選定と相補特性の設
定を独立してなし得るようにした信号をもつデイ
ジタル通信方式を提供することを目的とする。 〔問題点を解決するための手段〕 この発明に係るデイジタル通信方式はデイジタ
ル情報の１つのシンボルに対応した１タイムスロ
ツトを前半と後半の区間にわけ、それぞれの区間
における搬送波の位相を次のようにシフトさせる
ことを特徴とした（θ，ψ）DSK信号を用いる
ものである。 Γ 振幅係数に係る諸元θは、シンボルに対応し
て定める。 例えば・２値情報シンボル１，０に対し、θ
＝（π，０） ・４値情報シンボル11，01，00，10に対しθ
＝（０，π／２，π，３／2π） Γ １タイムスロツトの前半と後半の位相差ψ
は、シンボルの如何にかかわらず一定値ψo（例
えば、πrad又は−πrad）又はシンボルに対応
して定めるψi（例えばシンボル１に対し＋π、
シンボル０に対し−π）とする。 〔作用〕 以上のようにすることにより、θは振幅係数の
みに関係し、またψは相補特性にのみ関係する信
号となるので、それぞれの値（θ，ψ）を独立し
て符号誤り率が最小となるよう最適値に選定した
デイジタル通信方式用の信号を形成できる。 〔実施例〕 以下、この発明の一実施例について説明する。
第１図は、この発明に係るデイジタル通信方式に
使用する（θ・ψ）DSK信号の説明図である。 この図にはデイジタル情報信号として、２値情
報信号“１”，“０”，“１”に対応する（θ・ψ）
DSK信号を図示している。この例では、シンボ
ル“１”に対してθi＝＋θ、シンボル“０”に対
しθi＝−θまたは１タイムスロツト内での位相シ
フト量はシンボルの如何にかかわらず一定値ψと
している。 第２図は（θ・ψ）DSK信号を復調するＴ遅
延検波回路を示す。１は入力端子、２は乗算回
路、３ｂはＴ遅延回路（Ｔ：１タイムスロツトの
長さ）、４はLPF、５は出力端子である。 次に動作を説明する。 伝播路長のちがう２つのルートを経て到着する
同一内容の（θ・ψ）DSK信号、Ｄ波及びＵ波
の到着時間差がτとすると、その関係は第３図に
示すようになる。図からわかるようにＤ波とＵ波
の間には区間ｂ，ｄでは同相関係、区間ｃでは位
相差ψの関係に対応している。区間ａは先行シン
ボルとの関係に左右される不確定区間である。 このような関係にあるＤ波とＵ波の合成波が第
２図のＴ遅延検波回路で復調されると、復調出力
ｅ（ｔ）は次式のようになる。 区間ａでは 2e（ｔ）＝cosθ・｛１＋ρ2＋2ρcos（φ＋
ψ−θ）｝ cosθ・（１−ρ2） −cosθ.｛１＋ρ2−2ρcos（φ＋ψ＋θ）｝ −cosθ（１−ρ2） シンボル１→１ シンボル０→１ シンボル０→０ シンボル１→０ 区間ｂ，ｄでは 2e（ｔ）＝cosθ.（１＋ρ22ρcosφ） −cosθ.（１＋ρ22ρcosφ） シンボル１ シンボル０ 区間ｃでは 2e（ｔ）＝cosθ.｛１＋ρ22ρcosφ−ψ）
｝ −cosθ・｛１＋ρ2＋2ρcos（φ−ψ）｝ シンボル１ シンボル０ ここで、 ρ＝Ｕ波のＤ波に対する相対振幅比 φ＝Ｄ波とＵ波の搬送波の位相差 この関係をシンボル１について図に表わすと、
第４図のようになる。 この図からわかるように、（θ，ψ）DSK信号
は区間ｂ，ｄの復調出力と区間ｃの復調出力がＤ
波とＵ波の搬送波位相差φの変化に対し相補的な
関係にある点で（Δθ／２）DSK信号と共通する
が、θは出力信号の振幅にのみ関係し、ψは区間
ｂ，ｄと区間ｃにおける出力信号の振幅変化の相
補関係にのみ関係するので、お互に他に影響を与
えることなく最良点に選定できる点で改善されて
いる。 このようにθとψの両者を独立に設定できるの
で、出力信号の振幅を大きくし、かて相補特性も
最高の所に設定できる効果がある。 具体例として、２値情報シンボル１，０に対応
して（orad，πrad），ψ＝πとすると、振幅は２
つのシンボル，０に対し＋１，−１となつて最も
大きくなり、ｂ，ｄ区間とｃ区間の振幅変化は一
方が最少の時、他方が最大となつて相補性は最も
よくなる。 第９図は（θ・ψ）DSK信号の発
生回路の一例を示す。１１は搬送波発生回路、１
２は位相シフターで、第１の位相シフター（以
下、PS−１という。）１２１と第２の位相シフタ
ー（以下、PS−２という。）１２２とより構成し
ている。１３はアツプダウンカウント動作するカ
ウンターで端子P10に供給されるシンボルに応じ
アツプカウント又はダウンカウントしPS−１，
１２１のタツプを制御して位相シフト量をプラス
側又はマイナス側に制御する。PS−２，１２２
は１タイムスロツトの前半の信号を与える端子
P21と後半の信号を与えるP22をもち、搬送波に対
しタイムスロツトの前半で与えていた位相に対し
後半ではψだけの位相差を与える。 第１０図はその動作説明図である。 第１０図Ａは１タイムスロツト毎に端子P10に
送り込れてくる２値情報信号、第１０図Ｂは、シ
ンボル“１”に対応して（＋θ，ψ）のシフト
を、シンボル“０”に対応して（−θ，ψ）のシ
フトをする（θ・ψ）DSK信号を示す。これら
の信号は次のようにして生成される。すなわちカ
ウンタ１３は、端子P10に入力される２値情報信
号のシンボルが“１”のときカウントアツプし、
“０”のときカウントダウンし、そのカウント値
に相当するデータを第１の位相シフタ１２１に印
加する。具体的には例えばカウント値が１のとき
はPS−１，１２１の位相シフト量はθ，２のと
きは2θ，…ｎのときはnθ，（＝2π），（ｎ＋１）の
ときは元へ戻つてθとなるようカウント１３のタ
ツプに対応してPS−１，１２１の位相シフト量
のタツプを設定しておく（但しθ＝2π／ｎ）。 次にPS−２，１２２の位相シフトの制御は端
子P21と端子P22の間でψの位相差がつくように設
定し、タイムスロツトの前半に端子P21を、後半
に端子P22を制御してタイムスロツトの前半と後
半にψの位相差を与える。PS−２，１２２次の
タイムスロツトの前半では端子P21により制御さ
れ、元に戻る。このように動作するので、シンボ
ル“１”が入る毎ににカウンタ１３はカウントア
ツプしてき隣接タイムスロツトの位相がθずつ進
んでいく。またタイムスロツトの前半から後半に
入るとPS−２によつて位相がψ進む。又、シン
ボル“０”が入る毎にカウンタ１３はカウントダ
ウンし、位相がθずつ遅れてゆくがタイムスロツ
トの前半から後半に入るとψずつ進む。 第１１図は２値情報シンボル１，０に対応する
（θ，ψ）をシンボル１に対して（θ，ψ）＝（0°，
180°）、シンボル０対して（θ，ψ）＝（180°，
180°）とした場合の（θ，ψ）DSK信号の発生回
路の一例を示す。また第１２図はこの場合の２値
情報信号（第１２図Ａ）と対応する搬送波の位相
を示す。 １２は位相シフタであり、搬送波発生回路１１
からの信号の位相を２つの入力端子１２３１，１
２３２の１方から他方へ駆動信号が移ると180°位
相が変化する180°PS１２３と、セツト・リセツ
トフリツプフロツプ１２４と２組のスイツチa1，
a2，b1，b2をもつ切替回路１２５を備えている。 次に動作を説明する。第１２図Ａは２値情報信
号を示し、第１２図Ｂはこの場合の（θ，ψ）
DSK信号の位相変化を示す。 入力端子P10に２値情報信号に係る２値情報シ
ンボル“１”が印加されると、切替回路１２５の
スイツチa1，a2が接となり、入力端子P21に印加
されるタイムスロツトの前半であることを示す信
号によつてFF１２４がセツトされＱ端子に出力
が出る。これは180°PS１２３を駆動し、相対位
相を0°に設定する。タイムスロツトの後半に入る
と入力端子P22に入力されるタイムスロツトの後
半であることを示す信号によつてFF１２４がリ
セツトされ端子に出力が出る。これは180°PS
１２３を駆動し、相対位相を180°に設定する。 次に、入力端子P10に２値情報シンボル“０”
が印加されると切替回路１２５のスイツチb1，b2
が接となり、入力端子P21に印加されるタイムス
ロツトの前半であることを示す信号によつてFF
１２４がリセツトされ端子に出力が出る。これ
は180°PS１２３を駆動し、相対位相を180°に設定
する。タイムスロツトの後半に入ると入力端子
P22に入力されるタイムスロツトの後半であるこ
とを示す信号によつてFF１２４がセツトされＱ
端子に出力が出る。これは180°PS１２８を駆動
し相対位相を0°に設定する。 第１８図は、４値情報信号対応の（θ，ψ）
DSK信号の発生回路の例を示す。 第１４図と同一符号を付したものは同一又は相
当部分を示す。 PS−１，１２１はタツプの選択によつて相対
位相を４つの位相（0°，90°，180°，270°）に切替
え得る構成のものである。カウンタ１３は入力信
号を４ビツト構成のリングカウンタ１３２と４値
情報シンボル１１，０１，００，１０で構成され
る４値情報信号の各々のタイムスロツト毎の情報
を10進数に変換する４値情報変換回路１３１より
構成している。 次に動作を説明する。端子P10から入力される
４値情報信号を第１４図Ａに示す。４値情報信号
の各タイムスロツトにおける情報を10進数に変換
した値を第１４図Ｂに示す。この各タイムスロツ
トにおける４値情報信号をリングカウンタで読取
つた数値を第１４図Ｃに示す。この値に対応する
PS−１，１２１のタツプが駆動されてPS−１，
１２１の位相設定が行われる。この位相設定値を
第１４図Ｄに示す。 PS−２，１２２は第１１図の場合と同様に端
子P21にはタイムスロツトの前半を示す信号、端
子P22にはタイムスロツトの後半を示す信号を印
加し前半と後半の位相差をψに設定している。 このようにして作つた（θ，ψ）DSK信号を、
１ビツト先行する信号との位相差によつて信号の
内容を特定する第１５図に示すＴ遅延検波器に加
えると端子P10に印加した４値情報信号を再生す
ることができる。 第１５図において、第２図と同一符号のものは
同一又は相当部分を示す。３ｃは0°位相調整器、
３ｄは90°位相調整器、３ｅは補正位相調整器で
ある。２ａはICH乗算回路、２ｂはQCH乗算回路で
ある。以下動作を説明する。入力端子１からの信
号は、そのまゝICH乗算回路２ａ及びQCH乗算回路
２ｂの一方の端子に導びかれる。またこれと並列
にＴ遅延回路３ｂで１タイムスロツト遅延を与
え、さらに３個の位相調整器３ｃ，３ｄ，３ｅを
経て、ICH乗算回路２ａ及びQCH乗算回路２ｂ乗算
回路２ａの他方の入力端子に導かれる。なお、こ
こで３個の位相調整器３ｃ，３ｄ，３ｅは、入力
端子１から、ICHの乗算回路２ａの２つの入力端
子までの位相差が（360°×ｎ＋45°）、乗算回路２
ｂの２つの入力端子までの位相差が（360°×ｎ−
45°）に設定する。 そのようにすると、位相関係として第１６図に
示す関係にある４値情報シンボル11，01，00，10
の入力信号は１タイムスロツトＴ前の先行シンボ
ルの位相を基準波とする位相検波と同様に考えら
れるからICH出力５ａとQCH出力５ｂと４値情報シ
ンボルの関係は次のようになり、端子１に入力さ
れる信号によつて表わされれ４値情報信号を読取
ることができる。
以上のように、この発明によるデイジタル通信
方式はデイジタル情報に対応して搬送波信号の位
相を変化させるものにおいて、この位相変化をタ
イムスロツトの前半と後半にわけて行うようにす
ると共に、タイムスロツト内の位相変化量ψと符
号間の位相変化量θを独立に設定するようにした
ので、Ｄ波とＵ波の位相差ψの変化に対し、復調
信号の振幅特性に左右されることなく任意の相補
特性が得られる効果をもつ。
方式はデイジタル情報に対応して搬送波信号の位
相を変化させるものにおいて、この位相変化をタ
イムスロツトの前半と後半にわけて行うようにす
ると共に、タイムスロツト内の位相変化量ψと符
号間の位相変化量θを独立に設定するようにした
ので、Ｄ波とＵ波の位相差ψの変化に対し、復調
信号の振幅特性に左右されることなく任意の相補
特性が得られる効果をもつ。
第１図は、（θ，ψ）DSK信号の説明図、第２
図はＴ遅延検波回路を示す図、第３図は、Ｄ波と
Ｕ波の関係を示す図、第４図は区間ｂ，ｄと区間
ｃの復調出力を示す図、第５図は、Δθ／2DSK信
号の説明図、第６図はＴ／２遅延検波回路を示す
図、第７図は、Ｄ波とＵ波の関係を示す図、第８
図はΔθ／2DSK信号における区間ｂ，ｄと区間ｃ
の復調出力を示す図、第９図は、（θ・ψ）DSK
信号を発生する回路の一例、第１０図は、その説
明図、第１１図は、（θ・ψ）DSK信号を発生す
る回路の他の一例、第１２図はその説明図、第１
３図は（θ・ψ）DSK信号を発生する回路の他
の一例、第１４図はその説明図、第１５図は４値
情報シンボル対応のＴ遅延検波器の構成の一例、
第１６図はその動作説明図である。 １１……搬送波発生回路、１２……移相回路、
１２１……第１の移相回路、１２２……第２の移
相回路、１２８……180°移相回路、１２４……フ
リツプフロツプ、１２５……切替回路。なお、図
において同一符号は同一又は相当部分を示す。
図はＴ遅延検波回路を示す図、第３図は、Ｄ波と
Ｕ波の関係を示す図、第４図は区間ｂ，ｄと区間
ｃの復調出力を示す図、第５図は、Δθ／2DSK信
号の説明図、第６図はＴ／２遅延検波回路を示す
図、第７図は、Ｄ波とＵ波の関係を示す図、第８
図はΔθ／2DSK信号における区間ｂ，ｄと区間ｃ
の復調出力を示す図、第９図は、（θ・ψ）DSK
信号を発生する回路の一例、第１０図は、その説
明図、第１１図は、（θ・ψ）DSK信号を発生す
る回路の他の一例、第１２図はその説明図、第１
３図は（θ・ψ）DSK信号を発生する回路の他
の一例、第１４図はその説明図、第１５図は４値
情報シンボル対応のＴ遅延検波器の構成の一例、
第１６図はその動作説明図である。 １１……搬送波発生回路、１２……移相回路、
１２１……第１の移相回路、１２２……第２の移
相回路、１２８……180°移相回路、１２４……フ
リツプフロツプ、１２５……切替回路。なお、図
において同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 搬送波の位相を１タイムスロツト毎にデイジ
タル情報のシンボルに応じて変化させるデイジタ
ル通信装置において、隣接するタイムスロツトの
搬送波の位相をデイジタル情報のシンボルに対応
して所定の位相シフト量だけプラス側及びマイナ
ス側にシフトさせる第１のシフターと、１タイム
スロツトの前半期間の位相に対して後半期間の位
相を一定量だけシフトさせる第２のシフターとを
備えたことを特徴とするデイジタル通信装置。 ２ デイジタル情報のシンボルに対応してカウン
トアツプ又はカウントダウンするカウンタを具備
し、このカウンタにより上記第１のシフターのタ
ツプを制御することを特徴とする特許請求の範囲
第１項に記載のデイジタル通信装置。 ３ 搬送波の位相を１タイムスロツト毎にデイジ
タル情報のシンボルに応じて変化させるデイジタ
ル通信装置において、１タイムスロツトの前半期
間ではシンボル１及び０に応じてそれぞれセツト
又はリセツトし、１タイムスロツトの後半期間で
はシンボル１及び０に応じてそれぞれリセツト及
びセツトするフリツプフロツプと、このフリツプ
フロツプのセツト及びリセツトの信号に対応して
位相をそれぞれ0°及び180°に設定する位相シフタ
ーとを備えたことを特徴とするデイジタル通信装
置。 ４ 搬送波の位相を１タイムスロツト毎にデイジ
タル情報のシンボルに応じて変化するデイジタル
通信装置において、多値情報信号のタイムスロツ
ト毎の情報を１０進数に変換する多値情報変換器
と、各タイムスロツトにおける多値情報を読取る
カウンタと、このカウタにより読取つた値に対応
して位相の設定を行なう第１の位相シフターと、
１タイムスロツトの前半期間の位相に対して後半
期間の位相を一定量だけシフトさせる第２のシフ
ターとを備えたことを特徴とするデイジタル通信
装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61111672A JPS63238748A (ja) | 1986-05-13 | 1986-05-13 | ディジタル通信装置 |
| US07/046,787 US4807252A (en) | 1986-05-13 | 1987-05-07 | Digital communication system |
| CA000536723A CA1268521A (en) | 1986-05-13 | 1987-05-08 | Digital communication system |
| DE8787304175T DE3769841D1 (de) | 1986-05-13 | 1987-05-11 | Digitales kommunikationssystem. |
| EP87304175A EP0246055B1 (en) | 1986-05-13 | 1987-05-11 | Digital communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61111672A JPS63238748A (ja) | 1986-05-13 | 1986-05-13 | ディジタル通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63238748A JPS63238748A (ja) | 1988-10-04 |
| JPH053940B2 true JPH053940B2 (ja) | 1993-01-18 |
Family
ID=14567256
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61111672A Granted JPS63238748A (ja) | 1986-05-13 | 1986-05-13 | ディジタル通信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4807252A (ja) |
| EP (1) | EP0246055B1 (ja) |
| JP (1) | JPS63238748A (ja) |
| CA (1) | CA1268521A (ja) |
| DE (1) | DE3769841D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014136668A1 (ja) * | 2013-03-05 | 2014-09-12 | ダイキン工業株式会社 | アクリロニトリルブタジエンゴム組成物、アクリロニトリルブタジエンゴム成形品及びその製造方法 |
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| DE69211535T2 (de) * | 1991-11-18 | 1997-02-06 | Japan Broadcasting Corp | Sender und empfänger für phasenmodulation |
| US5666084A (en) * | 1995-12-01 | 1997-09-09 | Motorola, Inc. | Multi-level demodulator and VCO circuit |
| US8428175B2 (en) | 2007-03-09 | 2013-04-23 | Qualcomm Incorporated | Quadrature modulation rotating training sequence |
| US8290083B2 (en) | 2007-03-09 | 2012-10-16 | Qualcomm Incorporated | Quadrature imbalance mitigation using unbiased training sequences |
| US8064550B2 (en) | 2007-03-09 | 2011-11-22 | Qualcomm, Incorporated | Quadrature imbalance estimation using unbiased training sequences |
| RU2451413C2 (ru) * | 2007-03-09 | 2012-05-20 | Квэлкомм Инкорпорейтед | Поворотная обучающая последовательность квадратурной модуляции |
| EP3580815A4 (en) * | 2017-02-10 | 2021-06-02 | Ctwists, LLC | DEVICE AND METHOD FOR GENERATING AND DETECTING A TRANSMISSION SHAFT AND DEVICE AND METHOD FOR SENDING AND RECEIVING DIGITAL INFORMATION |
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| JPS62152232A (ja) * | 1985-12-26 | 1987-07-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル信号伝送方法 |
| JPS62209950A (ja) * | 1986-03-11 | 1987-09-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル信号伝送方法 |
| JPS62214743A (ja) * | 1986-03-14 | 1987-09-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル信号伝送方法 |
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| US2870431A (en) * | 1957-01-08 | 1959-01-20 | Collins Radio Co | Matrix-controlled phase-pulse generator |
| US3100890A (en) * | 1960-10-11 | 1963-08-13 | Bell Telephone Labor Inc | Data transmission |
| US4130802A (en) * | 1976-01-15 | 1978-12-19 | Rca Corporation | Unidirectional phase shift keyed communication system |
| FR2469063B1 (fr) * | 1979-10-31 | 1987-10-23 | Brossard Pierre | Modulations binaires a deplacement de phase et modulateurs |
| US4726038A (en) * | 1985-01-22 | 1988-02-16 | Fumio Ikegami | Digital communication system |
-
1986
- 1986-05-13 JP JP61111672A patent/JPS63238748A/ja active Granted
-
1987
- 1987-05-07 US US07/046,787 patent/US4807252A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-05-08 CA CA000536723A patent/CA1268521A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-05-11 EP EP87304175A patent/EP0246055B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-05-11 DE DE8787304175T patent/DE3769841D1/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
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| JPS62152232A (ja) * | 1985-12-26 | 1987-07-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル信号伝送方法 |
| JPS62209950A (ja) * | 1986-03-11 | 1987-09-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル信号伝送方法 |
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| EP2966122A4 (en) * | 2013-03-05 | 2016-10-19 | Daikin Ind Ltd | ACRYLNITRILE BUTADIENE RUBBER COMPOSITION, ARTICLES MADE FROM ACRYLNITRILE BUTADIEN RUBBER, AND METHOD FOR THE PRODUCTION THEREOF |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63238748A (ja) | 1988-10-04 |
| DE3769841D1 (de) | 1991-06-13 |
| US4807252A (en) | 1989-02-21 |
| EP0246055B1 (en) | 1991-05-08 |
| EP0246055A3 (en) | 1988-03-23 |
| EP0246055A2 (en) | 1987-11-19 |
| CA1268521A (en) | 1990-05-01 |
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