JPH05328716A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH05328716A JPH05328716A JP4155651A JP15565192A JPH05328716A JP H05328716 A JPH05328716 A JP H05328716A JP 4155651 A JP4155651 A JP 4155651A JP 15565192 A JP15565192 A JP 15565192A JP H05328716 A JPH05328716 A JP H05328716A
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- winding
- switching
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- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 回路構成を複雑にしたり大型化することなく
力率を改善し、電源ラインの電圧歪みや高調波の発生を
少なくできるスイッチング電源装置を提供することにあ
る。 【構成】 商用電源から直流を得る整流回路１の出力側
に平滑コンデンサを接続することなく、インバータ式の
スイッチング回路２の入力側を接続してある。スイッチ
ング回路２の出力側は、磁界制御トランスＴ１とコンバ
ータトランスＴ２に接続され、整流回路１の出力電圧Ｖ
10が低い間はコンバータトランスＴ２側からスイッチン
グ回路２の入力が供給され、高い間だけ整流回路１から
入力が供給される。 【効果】 整流回路１の出力電流Ｉ10は、整流回路１か
らスイッチング回路２の入力が供給される間に出力電圧
Ｖ10に比例して流れるので力率が改善される。
力率を改善し、電源ラインの電圧歪みや高調波の発生を
少なくできるスイッチング電源装置を提供することにあ
る。 【構成】 商用電源から直流を得る整流回路１の出力側
に平滑コンデンサを接続することなく、インバータ式の
スイッチング回路２の入力側を接続してある。スイッチ
ング回路２の出力側は、磁界制御トランスＴ１とコンバ
ータトランスＴ２に接続され、整流回路１の出力電圧Ｖ
10が低い間はコンバータトランスＴ２側からスイッチン
グ回路２の入力が供給され、高い間だけ整流回路１から
入力が供給される。 【効果】 整流回路１の出力電流Ｉ10は、整流回路１か
らスイッチング回路２の入力が供給される間に出力電圧
Ｖ10に比例して流れるので力率が改善される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、力率を改善し、電源ラ
インの電圧歪みと高調波の発生を少なくしたスイッチン
グ電源装置に関する。
インの電圧歪みと高調波の発生を少なくしたスイッチン
グ電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のスイッチング電源装置は、図５の
回路図に示すようにコンデンサ入力形の整流平滑回路が
一般的に用いられる。図５において、２０は商用電源か
ら直流を得る整流回路、Ｃ２１は整流回路２０の出力側
に接続する平滑コンデンサ、Ｔ２１はコンバータトラン
スであり、整流回路２０の出力側、コンバータトランス
Ｔ２１の１次巻線Ｌ２１、スイッチングトランジスタＱ
２１は直列接続されている。
回路図に示すようにコンデンサ入力形の整流平滑回路が
一般的に用いられる。図５において、２０は商用電源か
ら直流を得る整流回路、Ｃ２１は整流回路２０の出力側
に接続する平滑コンデンサ、Ｔ２１はコンバータトラン
スであり、整流回路２０の出力側、コンバータトランス
Ｔ２１の１次巻線Ｌ２１、スイッチングトランジスタＱ
２１は直列接続されている。
【０００３】トランスＴ２１の２次巻線Ｌ２２には、整
流ダイオードＤ２１、フライホイールダイオ−ドＤ２
２、チョークコイルＬ２３、平滑コンデンサＣ２２から
なる整流平滑回路が接続されている。このようなスイッ
チング電源装置では、パルス幅変調回路２１の信号がス
イッチングトランジスタＱ２１のベースに加えられ、そ
のオン時間が制御されることにより、安定化した直流出
力を出力端子２２、２３から得るようにしてある。２４
と２５は、商用電源に接続するスイッチング電源装置の
入力端子である。
流ダイオードＤ２１、フライホイールダイオ−ドＤ２
２、チョークコイルＬ２３、平滑コンデンサＣ２２から
なる整流平滑回路が接続されている。このようなスイッ
チング電源装置では、パルス幅変調回路２１の信号がス
イッチングトランジスタＱ２１のベースに加えられ、そ
のオン時間が制御されることにより、安定化した直流出
力を出力端子２２、２３から得るようにしてある。２４
と２５は、商用電源に接続するスイッチング電源装置の
入力端子である。
【０００４】図６は図５のＡＣ−ＤＣコンバータの電圧
と電流の波形図であり、Ｖ20とＩ20は整流回路２０の夫
々出力電圧と出力電流である。即ち、この波形はスイッ
チング電源装置の入力電圧と入力電流の波形を全て正方
向にしたものである。点線を含む波形は、平滑コンデン
サＣ２１が存在しない時の整流回路２０の出力電圧の波
形である。
と電流の波形図であり、Ｖ20とＩ20は整流回路２０の夫
々出力電圧と出力電流である。即ち、この波形はスイッ
チング電源装置の入力電圧と入力電流の波形を全て正方
向にしたものである。点線を含む波形は、平滑コンデン
サＣ２１が存在しない時の整流回路２０の出力電圧の波
形である。
【０００５】コンデンサ入力形の整流平滑回路を有する
スイッチング電源装置では、整流回路２０の出力電流Ｉ
20はこのように大部分がコンデンサＣ２１に短時間に流
れる電流となり、その流通角は非常に狭い。従って、力
率が低いし、電源ラインの電圧歪みや高調波を発生しや
すい。電圧歪みや高調波は、商用電源の電源ラインを通
って他の電子機器に悪影響を及ぼすので、誤動作を許さ
れないロボット等の電子機器が増加する昨今では社会的
に問題となりつつある。
スイッチング電源装置では、整流回路２０の出力電流Ｉ
20はこのように大部分がコンデンサＣ２１に短時間に流
れる電流となり、その流通角は非常に狭い。従って、力
率が低いし、電源ラインの電圧歪みや高調波を発生しや
すい。電圧歪みや高調波は、商用電源の電源ラインを通
って他の電子機器に悪影響を及ぼすので、誤動作を許さ
れないロボット等の電子機器が増加する昨今では社会的
に問題となりつつある。
【０００７】整流回路２０の出力側にアクティブフィル
タを接続し、整流回路２０の出力電圧に比例した出力電
流が流れるようにする手法も行われる。しかし、アクテ
ィブフィルタはチョークコイルや乗算回路を必要とする
ので、全体の回路が複雑になる。また、チョークコイル
は扱う電力が大きくなると大型化する欠点があった。
タを接続し、整流回路２０の出力電圧に比例した出力電
流が流れるようにする手法も行われる。しかし、アクテ
ィブフィルタはチョークコイルや乗算回路を必要とする
ので、全体の回路が複雑になる。また、チョークコイル
は扱う電力が大きくなると大型化する欠点があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、回路
構成を複雑にしたり大型化することなく力率を改善し、
電源ラインの電圧歪みや高調波の発生を少なくできるス
イッチング電源装置を提供することにある。
構成を複雑にしたり大型化することなく力率を改善し、
電源ラインの電圧歪みや高調波の発生を少なくできるス
イッチング電源装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、１次巻線、２次巻線、制御巻線を有する磁界
制御トランス、１次巻線、２次巻線を有するコンバータ
トランス、商用電源から直流を得る整流回路、該整流回
路の出力が入力側に加えられるインバータ式のスイッチ
ング回路からなり、磁界制御トランスの１次巻線には第
１コンデンサを直列接続して第１共振回路、コンバータ
トランスの１次巻線には第２コンデンサを直列接続して
第２共振回路を夫々形成してあり、第１共振回路と第２
共振回路は並列接続されてスイッチング回路の出力側に
接続してあり、磁界制御トランスの２次巻線に接続する
第１整流平滑回路からは、その出力に応じる制御巻線の
電流によって第１共振回路の共振周波数を変化させるこ
とにより安定化した直流出力が得られ、コンバータトラ
ンスの２次巻線に接続する第２整流平滑回路の出力側は
スイッチング回路の入力側にダイオードを介して接続さ
れていることを特徴とする。
源装置は、１次巻線、２次巻線、制御巻線を有する磁界
制御トランス、１次巻線、２次巻線を有するコンバータ
トランス、商用電源から直流を得る整流回路、該整流回
路の出力が入力側に加えられるインバータ式のスイッチ
ング回路からなり、磁界制御トランスの１次巻線には第
１コンデンサを直列接続して第１共振回路、コンバータ
トランスの１次巻線には第２コンデンサを直列接続して
第２共振回路を夫々形成してあり、第１共振回路と第２
共振回路は並列接続されてスイッチング回路の出力側に
接続してあり、磁界制御トランスの２次巻線に接続する
第１整流平滑回路からは、その出力に応じる制御巻線の
電流によって第１共振回路の共振周波数を変化させるこ
とにより安定化した直流出力が得られ、コンバータトラ
ンスの２次巻線に接続する第２整流平滑回路の出力側は
スイッチング回路の入力側にダイオードを介して接続さ
れていることを特徴とする。
【００１０】
【実施例】以下、本発明のスイッチング電源装置の実施
例を示す図１の回路図を参照しながら説明する。図１に
おいて、１は商用電源から直流を得る整流回路、２はス
イッチング回路、Ｔ１は磁界制御トランス、Ｔ２はコン
バータトランスである。
例を示す図１の回路図を参照しながら説明する。図１に
おいて、１は商用電源から直流を得る整流回路、２はス
イッチング回路、Ｔ１は磁界制御トランス、Ｔ２はコン
バータトランスである。
【００１１】整流回路１の入力側は、商用電源が接続さ
れるスイッチング電源装置の入力端子３、４に接続し、
整流回路１の出力側はスイッチング回路２の入力側に接
続する。スイッチング回路２は、直列接続する１対のト
ランジスタＱ１とトランジスタＱ２、駆動回路５から構
成されるハーフブリッジ形のスイッチング回路である。
れるスイッチング電源装置の入力端子３、４に接続し、
整流回路１の出力側はスイッチング回路２の入力側に接
続する。スイッチング回路２は、直列接続する１対のト
ランジスタＱ１とトランジスタＱ２、駆動回路５から構
成されるハーフブリッジ形のスイッチング回路である。
【００１２】磁界制御トランスＴ１は、１次巻線Ｌ１、
２次巻線Ｌ２、制御巻線Ｌ３を有している。そして、１
次巻線Ｌ１は第１コンデンサＣ１が直列接続しており、
第１共振回路を構成している。２次巻線Ｌ２はダイオー
ドＤ１、ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ３からなる
第１整流平滑回路に接続し、第１整流平滑回路の出力側
から安定化された直流出力が得られる。
２次巻線Ｌ２、制御巻線Ｌ３を有している。そして、１
次巻線Ｌ１は第１コンデンサＣ１が直列接続しており、
第１共振回路を構成している。２次巻線Ｌ２はダイオー
ドＤ１、ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ３からなる
第１整流平滑回路に接続し、第１整流平滑回路の出力側
から安定化された直流出力が得られる。
【００１３】第１整流平滑回路の出力、例えば電圧は比
較回路６で基準値と比較され、その出力に応じた電流が
制御巻線Ｌ３に流れるように制御巻線Ｌ３と比較回路６
は接続されている。そして、制御巻線Ｌ３の電流によ
り、第１共振回路の共振周波数が変化することにより第
１整流平滑回路の直流出力が安定化される。
較回路６で基準値と比較され、その出力に応じた電流が
制御巻線Ｌ３に流れるように制御巻線Ｌ３と比較回路６
は接続されている。そして、制御巻線Ｌ３の電流によ
り、第１共振回路の共振周波数が変化することにより第
１整流平滑回路の直流出力が安定化される。
【００１４】コンバータトランスＴ２は、１次巻線Ｌ
４、２次巻線Ｌ５を有している。そして、１次巻線Ｌ４
は第２コンデンサＣ２が直列接続しており、第２共振回
路を構成している。さらに、第１共振回路と第２共振回
路は並列されており、スイッチング回路２の出力側に接
続されている。
４、２次巻線Ｌ５を有している。そして、１次巻線Ｌ４
は第２コンデンサＣ２が直列接続しており、第２共振回
路を構成している。さらに、第１共振回路と第２共振回
路は並列されており、スイッチング回路２の出力側に接
続されている。
【００１５】コンバータトランスＴ２の２次巻線Ｌ５
は、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４、ダイオードＤ
５、ダイオードＤ６、平滑コンデンサＣ４からなる第２
整流平滑回路に接続され、第２整流平滑回路の出力側は
ダイオードＤ７を介してスイッチング回路２の入力側に
接続される。なお、７と８はスイッチング電源装置の出
力端子、Ｃ５はスイッチング回路２によって生ずるリプ
ルを吸収する小容量のコンデンサであり、リプルが少な
い場合にはコンデンサＣ５を除いてもよい。
は、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４、ダイオードＤ
５、ダイオードＤ６、平滑コンデンサＣ４からなる第２
整流平滑回路に接続され、第２整流平滑回路の出力側は
ダイオードＤ７を介してスイッチング回路２の入力側に
接続される。なお、７と８はスイッチング電源装置の出
力端子、Ｃ５はスイッチング回路２によって生ずるリプ
ルを吸収する小容量のコンデンサであり、リプルが少な
い場合にはコンデンサＣ５を除いてもよい。
【００１６】磁界制御トランスＴ１は一例として、図２
の斜視図のように構成できる。図２における磁界制御ト
ランスＴ１のコア８はＥ形コアを２個組み合わせて日形
に形成してあり、その中央部９に１次巻線Ｌ１と２次巻
線Ｌ２、中央部９を挟む両側に制御巻線Ｌ３を配置して
あり、制御巻線Ｌ３の電流により中央部９の実効透磁率
を変えて１次巻線Ｌ１のインダクタンスを変化できる。
制御巻線Ｌ３は、１次巻線Ｌ１や２次巻線Ｌ２の電流に
より起電力を生じないように中央部９の両側の２個所に
おける巻方向は互いに逆方向にしてある。コア８には、
ギャップを設けて内部の磁束を必要に応じて外部に漏洩
させることもできる。
の斜視図のように構成できる。図２における磁界制御ト
ランスＴ１のコア８はＥ形コアを２個組み合わせて日形
に形成してあり、その中央部９に１次巻線Ｌ１と２次巻
線Ｌ２、中央部９を挟む両側に制御巻線Ｌ３を配置して
あり、制御巻線Ｌ３の電流により中央部９の実効透磁率
を変えて１次巻線Ｌ１のインダクタンスを変化できる。
制御巻線Ｌ３は、１次巻線Ｌ１や２次巻線Ｌ２の電流に
より起電力を生じないように中央部９の両側の２個所に
おける巻方向は互いに逆方向にしてある。コア８には、
ギャップを設けて内部の磁束を必要に応じて外部に漏洩
させることもできる。
【００１７】このように構成されたスイッチング電源装
置の動作を次に説明する。整流回路１で得られた直流
は、スイッチング回路２のトランジスタＱ１とトランジ
スタＱ２を交互にオンさせることにより交流に変換され
る。トランジスタＱ１とトランジスタＱ２をオン、オフ
する信号は駆動回路５から加えられるが、そのスイッチ
ング周波数はほぼ固定されている。
置の動作を次に説明する。整流回路１で得られた直流
は、スイッチング回路２のトランジスタＱ１とトランジ
スタＱ２を交互にオンさせることにより交流に変換され
る。トランジスタＱ１とトランジスタＱ２をオン、オフ
する信号は駆動回路５から加えられるが、そのスイッチ
ング周波数はほぼ固定されている。
【００１８】スイッチング回路２の出力電流は、磁界制
御トランスＴ１の１次巻線Ｌ１と第１コンデンサＣ１か
らなる第１共振回路と、コンバータトランスＴ２の１次
巻線Ｌ４と第２コンデンサＣ２からなる第２共振回路に
流れる。そして、磁界制御トランスＴ１の２次巻線Ｌ
２、第１整流平滑回路を経て出力端子７、８に直流出力
が得られる。
御トランスＴ１の１次巻線Ｌ１と第１コンデンサＣ１か
らなる第１共振回路と、コンバータトランスＴ２の１次
巻線Ｌ４と第２コンデンサＣ２からなる第２共振回路に
流れる。そして、磁界制御トランスＴ１の２次巻線Ｌ
２、第１整流平滑回路を経て出力端子７、８に直流出力
が得られる。
【００１９】第１整流平滑回路の出力側に接続する比較
回路６により直流出力に応じた電流が制御巻線Ｌ３に流
され、その電流により第１共振回路の共振周波数が変化
されて安定化された直流出力が得られる。ところで、本
発明ではスイッチング回路２の出力電流はコンバータト
ランスの第２共振回路にも流れる。
回路６により直流出力に応じた電流が制御巻線Ｌ３に流
され、その電流により第１共振回路の共振周波数が変化
されて安定化された直流出力が得られる。ところで、本
発明ではスイッチング回路２の出力電流はコンバータト
ランスの第２共振回路にも流れる。
【００２０】そして、コンバータトランスＴ２の２次巻
線Ｌ５に接続する第２整流平滑回路の平滑コンデンサＣ
４は、商用電源の電圧のほぼ実効値に充電される。図３
は整流回路１から得られる出力電流と出力電圧を示す波
形図であるが、出力電圧Ｖ1は点線部分を含む脈流にな
る。しかし、コンバータトランスＴ２が接続されている
ので、出力電圧Ｖ1が一点鎖線で示す平滑コンデンサＣ
４の電圧ＶC4より低くなり始める時刻ｔ１では、整流回
路１の出力側には平滑コンデンサの電圧ＶC4が加えられ
る。
線Ｌ５に接続する第２整流平滑回路の平滑コンデンサＣ
４は、商用電源の電圧のほぼ実効値に充電される。図３
は整流回路１から得られる出力電流と出力電圧を示す波
形図であるが、出力電圧Ｖ1は点線部分を含む脈流にな
る。しかし、コンバータトランスＴ２が接続されている
ので、出力電圧Ｖ1が一点鎖線で示す平滑コンデンサＣ
４の電圧ＶC4より低くなり始める時刻ｔ１では、整流回
路１の出力側には平滑コンデンサの電圧ＶC4が加えられ
る。
【００２１】そして、出力電圧Ｖ1が電圧ＶC4より低い
時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間は、スイッチング回路２
の入力はコンバータトランスＴ２側から供給される。出
力電圧Ｖ1が電圧ＶC4より高くなる時刻ｔ２からｔ３の
間は、整流回路１からスイッチング回路２の入力が供給
され、この間に平滑コンデンサＣ４は設定された電圧Ｖ
C に向けて充電される。そして整流回路１の出力電流Ｉ
1は、整流回路１からスイッチング回路２に入力が供給
される間にほぼ出力電圧Ｖ1に比例して流れる。
時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間は、スイッチング回路２
の入力はコンバータトランスＴ２側から供給される。出
力電圧Ｖ1が電圧ＶC4より高くなる時刻ｔ２からｔ３の
間は、整流回路１からスイッチング回路２の入力が供給
され、この間に平滑コンデンサＣ４は設定された電圧Ｖ
C に向けて充電される。そして整流回路１の出力電流Ｉ
1は、整流回路１からスイッチング回路２に入力が供給
される間にほぼ出力電圧Ｖ1に比例して流れる。
【００２２】これは、前記したように平滑コンデンサが
整流回路１の出力側に接続されていないことによる。入
力と出力の仕様を同じにして、図１のスイッチング電源
装置と図５の従来のスイッチング電源装置を比較した場
合、図６の電流Ｉ20と図３の電流Ｉ1 の積分値は一致す
るから、電流Ｉ1 は幅の広い波形となる。つまり流通角
が広くなる。
整流回路１の出力側に接続されていないことによる。入
力と出力の仕様を同じにして、図１のスイッチング電源
装置と図５の従来のスイッチング電源装置を比較した場
合、図６の電流Ｉ20と図３の電流Ｉ1 の積分値は一致す
るから、電流Ｉ1 は幅の広い波形となる。つまり流通角
が広くなる。
【００２３】図４は本発明の他の実施例を示す回路図で
あり、図１と同じ部分は同一符号を付与して示してあ
る。図４はコンバータトランスは１個であるが、磁界制
御トランスを２個用いて構成されていることが図１と異
なる。すなわち、コンバータトランスＴ２と磁界制御ト
ランスＴ１の他に磁界制御トランスＴ３が接続されてい
る。
あり、図１と同じ部分は同一符号を付与して示してあ
る。図４はコンバータトランスは１個であるが、磁界制
御トランスを２個用いて構成されていることが図１と異
なる。すなわち、コンバータトランスＴ２と磁界制御ト
ランスＴ１の他に磁界制御トランスＴ３が接続されてい
る。
【００２４】磁界制御トランスＴ３は、１次巻線Ｌ６、
２次巻線Ｌ８、制御巻線Ｌ７を有している。そして、１
次巻線Ｌ６は第１コンデンサＣ６が直列接続しており、
第１共振回路を構成している。２次巻線Ｌ８はダイオー
ドＤ８、ダイオードＤ９、平滑コンデンサＣ７からなる
第１整流平滑回路に接続し、第１整流平滑回路の出力側
から安定化された直流出力が得られる。
２次巻線Ｌ８、制御巻線Ｌ７を有している。そして、１
次巻線Ｌ６は第１コンデンサＣ６が直列接続しており、
第１共振回路を構成している。２次巻線Ｌ８はダイオー
ドＤ８、ダイオードＤ９、平滑コンデンサＣ７からなる
第１整流平滑回路に接続し、第１整流平滑回路の出力側
から安定化された直流出力が得られる。
【００２５】第１整流平滑回路の出力は比較回路９で基
準値と比較され、その出力に応じた電流が制御巻線Ｌ７
に流れるように制御巻線Ｌ７と比較回路９は接続され
る。そして、制御巻線Ｌ７の電流により、第１共振回路
の共振周波数が変化することにより第１整流平滑回路の
直流出力が安定化される。
準値と比較され、その出力に応じた電流が制御巻線Ｌ７
に流れるように制御巻線Ｌ７と比較回路９は接続され
る。そして、制御巻線Ｌ７の電流により、第１共振回路
の共振周波数が変化することにより第１整流平滑回路の
直流出力が安定化される。
【００２６】磁界制御トランスＴ３の１次巻線Ｌ６と第
１コンデンサＣ６からなる第１共振回路は、コンバータ
トランスＴ２の第２共振回路に並列に接続され、スイッ
チング回路２の出力側に接続されている。このように、
磁界制御トランスＴ３の構成や各巻線の接続は、磁界制
御トランスＴ１と同じである。この実施例のように磁界
制御トランスを複数接続して、複数の安定した直流出力
を得ることもできる。
１コンデンサＣ６からなる第１共振回路は、コンバータ
トランスＴ２の第２共振回路に並列に接続され、スイッ
チング回路２の出力側に接続されている。このように、
磁界制御トランスＴ３の構成や各巻線の接続は、磁界制
御トランスＴ１と同じである。この実施例のように磁界
制御トランスを複数接続して、複数の安定した直流出力
を得ることもできる。
【００２７】なお、実施例では１個の磁界制御トランス
からは安定化された１つの直流出力を得る場合を説明し
たが、２次巻線とは別の巻線をさらに設けてその別の巻
線に整流平滑回路を接続し、１次巻線と該別の巻線の巻
数比および第１共振回路の共振周波数により間接的に安
定化された直流出力を同時に得ることもできる。
からは安定化された１つの直流出力を得る場合を説明し
たが、２次巻線とは別の巻線をさらに設けてその別の巻
線に整流平滑回路を接続し、１次巻線と該別の巻線の巻
数比および第１共振回路の共振周波数により間接的に安
定化された直流出力を同時に得ることもできる。
【００２８】また、スイッチング回路２はハーフブリッ
ジ形を用いたが、ブリッジ形やプッシュプル形でもよ
く、直流を交流に変換するインバータ式のものであれば
いずれでもよい。スイッチング回路２の駆動回路５は、
自励発振を利用したもの等公知のものを用いればよい。
整流回路１、磁界制御トランス、コンバータトランスの
２次巻線に接続する整流回路は、ブリッジ形やプッシュ
プル形のいずれでもよい。
ジ形を用いたが、ブリッジ形やプッシュプル形でもよ
く、直流を交流に変換するインバータ式のものであれば
いずれでもよい。スイッチング回路２の駆動回路５は、
自励発振を利用したもの等公知のものを用いればよい。
整流回路１、磁界制御トランス、コンバータトランスの
２次巻線に接続する整流回路は、ブリッジ形やプッシュ
プル形のいずれでもよい。
【００２９】
【発明の効果】以上述べたように本発明のスイッチング
電源装置は、商用電源から直流を得る整流回路の出力側
に平滑コンデンサを接続することなくインバータ式のス
イッチング回路の入力側を直接接続してある。スイッチ
ング回路の出力側は、直流出力を安定化する磁界制御ト
ランスの１次巻線とコンバータトランスの１次巻線に接
続される。
電源装置は、商用電源から直流を得る整流回路の出力側
に平滑コンデンサを接続することなくインバータ式のス
イッチング回路の入力側を直接接続してある。スイッチ
ング回路の出力側は、直流出力を安定化する磁界制御ト
ランスの１次巻線とコンバータトランスの１次巻線に接
続される。
【００３０】整流回路の出力電圧がコンバータトランス
の２次巻線に接続する第２整流平滑回路の平滑コンデン
サの電圧よりも低い期間は、スイッチング回路の入力が
その平滑コンデンサから供給され、該出力電圧が平滑コ
ンデンサの電圧よりも高い期間だけ整流回路からスイッ
チング回路の入力が供給される。従って、整流回路の出
力電流は突入電流として短時間に流れることはなく、出
力電圧に比例して流れるので流通角を広くできる。
の２次巻線に接続する第２整流平滑回路の平滑コンデン
サの電圧よりも低い期間は、スイッチング回路の入力が
その平滑コンデンサから供給され、該出力電圧が平滑コ
ンデンサの電圧よりも高い期間だけ整流回路からスイッ
チング回路の入力が供給される。従って、整流回路の出
力電流は突入電流として短時間に流れることはなく、出
力電圧に比例して流れるので流通角を広くできる。
【００３１】そして、力率を改善し、商用電源の電源ラ
インへの電圧歪みと高調波の発生を減少できる。回路構
成は、アクティブフィルタを用いた場合に比較して簡単
にできるので、価格を安くできる利点がある。
インへの電圧歪みと高調波の発生を減少できる。回路構
成は、アクティブフィルタを用いた場合に比較して簡単
にできるので、価格を安くできる利点がある。
【図１】本発明のスイッチング電源装置の実施例を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】磁界制御トランスの一例を示す平面図である。
【図３】整流回路の出力電圧と出力電流を示す波形図で
ある。
ある。
【図４】本発明のスイッチング電源装置の他の実施例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【図６】従来のスイッチング電源装置の電圧と電流の波
形図である。
形図である。
１ 整流回路 ２ スイッチング回路 Ｔ１ 磁界制御トランス Ｔ２ コンバータトランス Ｔ３ 磁界制御トランス
Claims (3)
- 【請求項１】 １次巻線、２次巻線、制御巻線を有する
磁界制御トランス、１次巻線、２次巻線を有するコンバ
ータトランス、商用電源から直流を得る整流回路、該整
流回路の出力が入力側に加えられるインバータ式のスイ
ッチング回路からなり、磁界制御トランスの１次巻線に
は第１コンデンサを直列接続して第１共振回路、コンバ
ータトランスの１次巻線には第２コンデンサを直列接続
して第２共振回路を夫々形成してあり、第１共振回路と
第２共振回路は並列接続されてスイッチング回路の出力
側に接続してあり、磁界制御トランスの２次巻線に接続
する第１整流平滑回路からは、その出力に応じる制御巻
線の電流によって第１共振回路の共振周波数を変化させ
ることにより安定化した直流出力が得られ、コンバータ
トランスの２次巻線に接続する第２整流平滑回路の出力
側はスイッチング回路の入力側にダイオードを介して接
続されていることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 夫々１個づつの磁界制御トランスとコン
バータトランスからなる請求項１のスイッチング電源装
置。 - 【請求項３】 複数個の磁界制御トランスと、１個のコ
ンバータトランスからなる請求項１のスイッチング電源
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04155651A JP3107457B2 (ja) | 1992-05-22 | 1992-05-22 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04155651A JP3107457B2 (ja) | 1992-05-22 | 1992-05-22 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05328716A true JPH05328716A (ja) | 1993-12-10 |
| JP3107457B2 JP3107457B2 (ja) | 2000-11-06 |
Family
ID=15610627
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04155651A Expired - Fee Related JP3107457B2 (ja) | 1992-05-22 | 1992-05-22 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3107457B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018092851A (ja) * | 2016-12-07 | 2018-06-14 | 日本▲まき▼線工業株式会社 | Ｌｅｄ駆動電源装置 |
-
1992
- 1992-05-22 JP JP04155651A patent/JP3107457B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018092851A (ja) * | 2016-12-07 | 2018-06-14 | 日本▲まき▼線工業株式会社 | Ｌｅｄ駆動電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3107457B2 (ja) | 2000-11-06 |
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Legal Events
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