JPH05191971A - 低電圧ｄｃ・ｄｃコンバ−タ - Google Patents
低電圧ｄｃ・ｄｃコンバ−タInfo
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、帰還巻線のない変圧器を使用し、
比較的小さなｄｃ電源で動作することのできるｄｃ・ｄ
ｃコンバ−タを得ることを目的とする。 【構成】 中点がｄｃ電圧源に接続している変圧器Ｔ1
と、この変圧器Ｔ1 の１次巻線の両端t1，t2を交互に接
地して中点と端部t1，t2の接地された側の導線端部との
間に電流を生成し、端部t1，t2の非接地側の巻線にオー
トランス電圧を生成する手段40とを備え、この手段40と
してＦＥＴよりなる電圧制御スイッチＱ3，Ｑ4 が接地
と１次巻線の両端t1，t2との間に接続され、端部t1，t2
の非接地側の巻線に生成されたオートランス電圧を電圧
制御スイッチの制御入力に与えるように端部t1，t2を反
対側のＦＥＴの制御入力に結合すると共に、変圧器の飽
和前に電圧制御スイッチＱ3 ，Ｑ4 をオフにするため
に、それらの制御入力を交互に接地させる制御手段20を
備えていることを特徴とする。
比較的小さなｄｃ電源で動作することのできるｄｃ・ｄ
ｃコンバ−タを得ることを目的とする。 【構成】 中点がｄｃ電圧源に接続している変圧器Ｔ1
と、この変圧器Ｔ1 の１次巻線の両端t1，t2を交互に接
地して中点と端部t1，t2の接地された側の導線端部との
間に電流を生成し、端部t1，t2の非接地側の巻線にオー
トランス電圧を生成する手段40とを備え、この手段40と
してＦＥＴよりなる電圧制御スイッチＱ3，Ｑ4 が接地
と１次巻線の両端t1，t2との間に接続され、端部t1，t2
の非接地側の巻線に生成されたオートランス電圧を電圧
制御スイッチの制御入力に与えるように端部t1，t2を反
対側のＦＥＴの制御入力に結合すると共に、変圧器の飽
和前に電圧制御スイッチＱ3 ，Ｑ4 をオフにするため
に、それらの制御入力を交互に接地させる制御手段20を
備えていることを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、パワ−コンバ−タ、特
に種々のｄｃ出力電圧を単一ｄｃ電圧源から提供するｄ
ｃ・ｄｃコンバ−タに関する。
に種々のｄｃ出力電圧を単一ｄｃ電圧源から提供するｄ
ｃ・ｄｃコンバ−タに関する。
【０００２】
【従来の技術】典型的なｄｃ・ｄｃコンバ−タは２つの
主要な装置、即ち変圧器と高速スイッチングで高電流で
高電圧のトランジスタを備えている。基本的な動作は変
圧器１次側でｄｃ電源からの電圧をａｃ方形波に変換す
ることである。変圧器２次側で得られる方形波電力は所
望のｄｃ．出力電圧を生成するように整流される。ｄｃ
・ｄｃコンバ−タには主に２つのタイプ、即ち、駆動コ
ンバ−タと自励振コンバ−タがある。
主要な装置、即ち変圧器と高速スイッチングで高電流で
高電圧のトランジスタを備えている。基本的な動作は変
圧器１次側でｄｃ電源からの電圧をａｃ方形波に変換す
ることである。変圧器２次側で得られる方形波電力は所
望のｄｃ．出力電圧を生成するように整流される。ｄｃ
・ｄｃコンバ−タには主に２つのタイプ、即ち、駆動コ
ンバ−タと自励振コンバ−タがある。
【０００３】図１で示されている典型的なｄｃ・ｄｃコ
ンバ−タは２つのトランジスタＱａ、Ｑｂを備えてお
り、これらは外部の方形波駆動信号により交互にスイッ
チングされる。外部方形波駆動信号はトランジスタコレ
クタにおいて方形波電圧、電流とを生成することが認め
られる。。言い換えると、電流は各トランジスタＱａ、
Ｑｂの中を外部方形波駆動信号の半サイクルで交互に流
れる。
ンバ−タは２つのトランジスタＱａ、Ｑｂを備えてお
り、これらは外部の方形波駆動信号により交互にスイッ
チングされる。外部方形波駆動信号はトランジスタコレ
クタにおいて方形波電圧、電流とを生成することが認め
られる。。言い換えると、電流は各トランジスタＱａ、
Ｑｂの中を外部方形波駆動信号の半サイクルで交互に流
れる。
【０００４】図１のような典型的な駆動ｄｃ・ｄｃコン
バ−タに係わる問題には、双極トランジスタが消費する
ベ−ス駆動電流を必要とする点、双極トランジスタの飽
和損失がＭＯＳＦＥＴに関する飽和損失より大きい点、
出力負荷の規制がVce(sat)の変化により妨げられる点、
さらに、ＭＯＳＦＥＴは高いスイッチング速度で動作さ
れ、磁気装置の大きさを減少する等である。
バ−タに係わる問題には、双極トランジスタが消費する
ベ−ス駆動電流を必要とする点、双極トランジスタの飽
和損失がＭＯＳＦＥＴに関する飽和損失より大きい点、
出力負荷の規制がVce(sat)の変化により妨げられる点、
さらに、ＭＯＳＦＥＴは高いスイッチング速度で動作さ
れ、磁気装置の大きさを減少する等である。
【０００５】図２は自励振ｄｃ・ｄｃコンバ−タを示し
ており、このコンバ−タはｄｃ電源Vcc と１対のＢＪＴ
トランジスタＱｃ、Ｑｄと変圧器Ｔｒ１を具備してい
る。変圧器Ｔｒ１の１次側は中央タップを有する主巻線
ＮＰ１、ＮＰ２と中央タップを有する補助巻線ＮＢ１，
ＮＢ２を備えている。トランジスタＱｃ、Ｑｄは補助ベ
−ス巻線ＮＢ１、ＮＢ２間の帰還結合を経て各トランジ
スタベ−スを切り替えるように動作する。
ており、このコンバ−タはｄｃ電源Vcc と１対のＢＪＴ
トランジスタＱｃ、Ｑｄと変圧器Ｔｒ１を具備してい
る。変圧器Ｔｒ１の１次側は中央タップを有する主巻線
ＮＰ１、ＮＰ２と中央タップを有する補助巻線ＮＢ１，
ＮＢ２を備えている。トランジスタＱｃ、Ｑｄは補助ベ
−ス巻線ＮＢ１、ＮＢ２間の帰還結合を経て各トランジ
スタベ−スを切り替えるように動作する。
【０００６】典型的なｄｃ・ｄｃコンバ−タは次のよう
に動作する。トランジスタＱｃは電流がＲＢ１とベ−ス
巻線ＮＢ１を通ってＤＣ源Vcc からベ−スまで流れると
き、オンし始める。トランジスタＱｃがオンになり、飽
和し始めるとＤＣ電源Vcc からの電流は１次巻線ＮＰ１
とコレクタ／エミッタの接合点を通じて接地点へ流れ始
める。１次巻線ＮＰ１に加えられる電圧はVcc-Vce(sat)
又はほぼVcc-1 である。変圧器の結合は１次巻線ＮＰ１
とベ−ス巻線ＮＢ１の間に存在する。従って、ＮＢ１を
横切って誘導された電圧は（ＮＢ１／ＮＰ１）（Vcc-1
）である。
に動作する。トランジスタＱｃは電流がＲＢ１とベ−ス
巻線ＮＢ１を通ってＤＣ源Vcc からベ−スまで流れると
き、オンし始める。トランジスタＱｃがオンになり、飽
和し始めるとＤＣ電源Vcc からの電流は１次巻線ＮＰ１
とコレクタ／エミッタの接合点を通じて接地点へ流れ始
める。１次巻線ＮＰ１に加えられる電圧はVcc-Vce(sat)
又はほぼVcc-1 である。変圧器の結合は１次巻線ＮＰ１
とベ−ス巻線ＮＢ１の間に存在する。従って、ＮＢ１を
横切って誘導された電圧は（ＮＢ１／ＮＰ１）（Vcc-1
）である。
【０００７】電流が１次巻線ＮＰ１を通過して流れる期
間中、トランジスタＱｃはベ−ス巻線ＮＢ１に誘導する
正電圧のために持続される。しかし、１度、変圧器の磁
心が飽和すると１次巻線ＮＰ１を横切る電圧はゼロに落
ち、トランジスタＱｃのコレクタにおける電流をＶｃｃ
に近付けさせる。１次巻線ＮＰ１を横切る電圧がなくな
ると、ベ−ス巻線ＮＢ１を横切る電圧も同様になくな
る。
間中、トランジスタＱｃはベ−ス巻線ＮＢ１に誘導する
正電圧のために持続される。しかし、１度、変圧器の磁
心が飽和すると１次巻線ＮＰ１を横切る電圧はゼロに落
ち、トランジスタＱｃのコレクタにおける電流をＶｃｃ
に近付けさせる。１次巻線ＮＰ１を横切る電圧がなくな
ると、ベ−ス巻線ＮＢ１を横切る電圧も同様になくな
る。
【０００８】全ての巻線電圧がゼロになると、ＲＢから
の電圧が部分的にベ−スに転換されるのでＱｄは部分的
にオンにされる。電流がＱｄのコレクタを通って流れる
と、電圧は１次巻線ＮＰ２を横切って生じ始め、変圧器
の動作によってベ−ス巻線ＮＢ２の両端にも生じる。ト
ランジスタＱｄはベ−ス巻線ＮＢ２を横切る電圧がＱｄ
のベ−スに付加的な駆動を与えるので飽和する。前述し
たように、変圧器の磁心は飽和し、巻線電圧がなくな
り、駆動電流がＱｃのベ−スで生じ始める。
の電圧が部分的にベ−スに転換されるのでＱｄは部分的
にオンにされる。電流がＱｄのコレクタを通って流れる
と、電圧は１次巻線ＮＰ２を横切って生じ始め、変圧器
の動作によってベ−ス巻線ＮＢ２の両端にも生じる。ト
ランジスタＱｄはベ−ス巻線ＮＢ２を横切る電圧がＱｄ
のベ−スに付加的な駆動を与えるので飽和する。前述し
たように、変圧器の磁心は飽和し、巻線電圧がなくな
り、駆動電流がＱｃのベ−スで生じ始める。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】以上説明した従来のｄ
ｃ・ｄｃコンバ−タは比較的高価である。それはベ−ス
駆動電流の生成のために複数の１次巻線を有する変圧器
を必要とするからでる。さらに、比較的耐久性のある部
品も不可欠である。それは飽和した変圧器の磁心の巻線
における電圧がなくなるとき、大きな電流スパイクが生
じるためである。このような固有の電流スパイクは付加
的な電磁気の干渉を誘導する。このような自励振コンバ
−タにおける振動周波数は温度、部品、電圧供給許容の
範囲の関数であり、設計、制御が困難である。最後に、
これらの従来の回路は電力増加における振動を開始する
ためにダイオ−ドＤB や抵抗器ＲB のような付加的な
「バンプスタ−ト」部品を必要とする。
ｃ・ｄｃコンバ−タは比較的高価である。それはベ−ス
駆動電流の生成のために複数の１次巻線を有する変圧器
を必要とするからでる。さらに、比較的耐久性のある部
品も不可欠である。それは飽和した変圧器の磁心の巻線
における電圧がなくなるとき、大きな電流スパイクが生
じるためである。このような固有の電流スパイクは付加
的な電磁気の干渉を誘導する。このような自励振コンバ
−タにおける振動周波数は温度、部品、電圧供給許容の
範囲の関数であり、設計、制御が困難である。最後に、
これらの従来の回路は電力増加における振動を開始する
ためにダイオ−ドＤB や抵抗器ＲB のような付加的な
「バンプスタ−ト」部品を必要とする。
【００１０】従来の駆動、自励振ｄｃ・ｄｃコンバ−タ
に固有な問題の認識において、本発明の目的は、一般的
で安価な単一の１次変圧器で動作するｄｃ・ｄｃコンバ
−タを提供することである。
に固有な問題の認識において、本発明の目的は、一般的
で安価な単一の１次変圧器で動作するｄｃ・ｄｃコンバ
−タを提供することである。
【００１１】本発明の別の目的はこのｄｃ・ｄｃコンバ
−タにおける電流スパイクを変圧器の飽和を阻止するこ
とによって最小限におさえ、消去することである。本発
明のさらに別の目的は比較的低いｄｃ電圧源で動作する
ｄｃ・ｄｃコンバ−タコンバ−タを提供することとす
る。
−タにおける電流スパイクを変圧器の飽和を阻止するこ
とによって最小限におさえ、消去することである。本発
明のさらに別の目的は比較的低いｄｃ電圧源で動作する
ｄｃ・ｄｃコンバ−タコンバ−タを提供することとす
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この目的を達成する本発
明による第１のｄｃ電圧を第２のｄｃ電圧に変換するｄ
ｃ・ｄｃコンバ−タは、少なくとも１次巻線と２次巻線
を具備し、１次巻線は第１の導線端部と、第２の導線端
部と、中点導線とを有し、この中点導線はｄｃ電圧源に
接続されている変圧器と、第１および第２の導線端部を
反復的に、交互に接地し、中点導線と第１および第２の
導線端部の接地された側の導線端部との間に電流を生成
し、又、第１および第２の導線端部の非接地側の導線端
部側の巻線を横切ってオートランス電圧を生成する手段
とを具備し、この導線端部を反復的に交互に接地する手
段は、接地と第１および第２の導線端部との間に接続さ
れ、第１および第２の制御入力を有する第１および第２
の電圧制御スイッチと、電圧制御スイッチを付勢状態に
保つため第１および第２の導線端部の非接地側の端部の
巻線を横切って生成されたオートランス電圧が接地した
側の導線端部に結合された電圧制御スイッチの制御入力
に与えれるための第１の導線端部を第２の制御入力に結
合する手段および第２の導線端部を第１の制御入力に結
合する手段と、変圧器の飽和前に電圧制御スイッチをオ
フにするために、第１および第２の制御入力を交互に接
地に結合させる制御手段とを有することを特徴とする。
本発明の構造および動作方法、ならびに多くの目的およ
び利点は、図面を参照した以下の説明によって理解され
るであろう。
明による第１のｄｃ電圧を第２のｄｃ電圧に変換するｄ
ｃ・ｄｃコンバ−タは、少なくとも１次巻線と２次巻線
を具備し、１次巻線は第１の導線端部と、第２の導線端
部と、中点導線とを有し、この中点導線はｄｃ電圧源に
接続されている変圧器と、第１および第２の導線端部を
反復的に、交互に接地し、中点導線と第１および第２の
導線端部の接地された側の導線端部との間に電流を生成
し、又、第１および第２の導線端部の非接地側の導線端
部側の巻線を横切ってオートランス電圧を生成する手段
とを具備し、この導線端部を反復的に交互に接地する手
段は、接地と第１および第２の導線端部との間に接続さ
れ、第１および第２の制御入力を有する第１および第２
の電圧制御スイッチと、電圧制御スイッチを付勢状態に
保つため第１および第２の導線端部の非接地側の端部の
巻線を横切って生成されたオートランス電圧が接地した
側の導線端部に結合された電圧制御スイッチの制御入力
に与えれるための第１の導線端部を第２の制御入力に結
合する手段および第２の導線端部を第１の制御入力に結
合する手段と、変圧器の飽和前に電圧制御スイッチをオ
フにするために、第１および第２の制御入力を交互に接
地に結合させる制御手段とを有することを特徴とする。
本発明の構造および動作方法、ならびに多くの目的およ
び利点は、図面を参照した以下の説明によって理解され
るであろう。
【００１３】
【実施例】以下の説明は、本発明を行い、使用する当業
者に提供され、発明を実行する発明者により意図された
最も良い形態を説明する。しかし、本発明の原理が特に
低電圧ｄｃ・ｄｃコンバ−タの提供に限定されているが
様々な変形は当業者にとって容易に明らかである。
者に提供され、発明を実行する発明者により意図された
最も良い形態を説明する。しかし、本発明の原理が特に
低電圧ｄｃ・ｄｃコンバ−タの提供に限定されているが
様々な変形は当業者にとって容易に明らかである。
【００１４】図３を参照すると、本発明による低電圧ｄ
ｃ・ｄｃコンバ−タは変圧器Ｔ１により分離される１次
側20、40と２次側60を備えていることが示されている。
２次側60は変圧器の２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２を具備して
おり、この巻線の出力はダイオ−ドＤ１、Ｄ２により整
流され、キャパシタＣ１により平滑化され、負荷ＲLに
適用される。２次側を形成する構成要素の動作は当業者
によく知られているのでここでは詳細に説明しない。交
流電力源から調整されたＤＣ電圧を生成するのに適した
回路構造はほかに多くあると十分考えられる。
ｃ・ｄｃコンバ−タは変圧器Ｔ１により分離される１次
側20、40と２次側60を備えていることが示されている。
２次側60は変圧器の２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２を具備して
おり、この巻線の出力はダイオ−ドＤ１、Ｄ２により整
流され、キャパシタＣ１により平滑化され、負荷ＲLに
適用される。２次側を形成する構成要素の動作は当業者
によく知られているのでここでは詳細に説明しない。交
流電力源から調整されたＤＣ電圧を生成するのに適した
回路構造はほかに多くあると十分考えられる。
【００１５】１次側は２つの機能段、即ち制御段20およ
び振動電力段40において説明することによって深く理解
される。制御段20は共通エミッタ構造で結合している２
つのトランジスタＱ１、Ｑ２を備えている。振動電力段
40は変圧器Ｔ１を具備しており、この変圧器は中点タッ
プを有する１次巻線Ｎｐ１、Ｎｐ２と第１、第２の電界
効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ３、Ｑ４と、第１、第２
の帰還抵抗器Ｒ３、Ｒ４を具備している。
び振動電力段40において説明することによって深く理解
される。制御段20は共通エミッタ構造で結合している２
つのトランジスタＱ１、Ｑ２を備えている。振動電力段
40は変圧器Ｔ１を具備しており、この変圧器は中点タッ
プを有する１次巻線Ｎｐ１、Ｎｐ２と第１、第２の電界
効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ３、Ｑ４と、第１、第２
の帰還抵抗器Ｒ３、Ｒ４を具備している。
【００１６】振動電力段40はたとえ駆動段20（即ちトラ
ンジスタＱ３、Ｑ４）から分離していても自励振である
点でこの名称が付けられている。一般に２つのＭＯＳＦ
ＥＴＱ３、Ｑ４は互いに逆向きに振動し、このことによ
って電流が変圧器の１次側交流巻線である上半分のＮｐ
１、下半分のＮｐ２を通って流れる。
ンジスタＱ３、Ｑ４）から分離していても自励振である
点でこの名称が付けられている。一般に２つのＭＯＳＦ
ＥＴＱ３、Ｑ４は互いに逆向きに振動し、このことによ
って電流が変圧器の１次側交流巻線である上半分のＮｐ
１、下半分のＮｐ２を通って流れる。
【００１７】制御段20は振動電力段40の振動を阻止し、
または制御する点からこの名称が付けられている。特に
トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタはそれぞれＭＯＳＦ
ＥＴＱ３、Ｑ４のゲ−トに接続されており、その結果、
制御段20は交流ＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４のゲ−トを接地
点に短縮することによりＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４を定期
的にオフにする。
または制御する点からこの名称が付けられている。特に
トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタはそれぞれＭＯＳＦ
ＥＴＱ３、Ｑ４のゲ−トに接続されており、その結果、
制御段20は交流ＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４のゲ−トを接地
点に短縮することによりＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４を定期
的にオフにする。
【００１８】振動電力段40の動作についての理解を確実
にするため、ＭＯＳＦＥＴの構造と動作を記述する。Ｍ
ＯＳＦＥＴはゲ−ト、ソ−ス、ドレインを備え、一般的
には電圧制御電流装置と考えられている。それは、ゲ−
トの電圧がソ−スとドレインの間の電流の流れの制御に
用いられるからである。ＭＯＳＦＥＴのゲ−トはキャパ
シタに匹敵し、高インピ−デンスである。
にするため、ＭＯＳＦＥＴの構造と動作を記述する。Ｍ
ＯＳＦＥＴはゲ−ト、ソ−ス、ドレインを備え、一般的
には電圧制御電流装置と考えられている。それは、ゲ−
トの電圧がソ−スとドレインの間の電流の流れの制御に
用いられるからである。ＭＯＳＦＥＴのゲ−トはキャパ
シタに匹敵し、高インピ−デンスである。
【００１９】ＭＯＳＦＥＴのタ−ン・オン特性は一般に
２つのパラメ−タVgs(th) 、Rds(on) で記述され、Vgs
がVgs(th) を下回るとき、電流は本質的にドレインＤと
電源Ｓの間を流れない。しかし、Vgs がVgs(th) 以上に
なったとき、低インピ−デンスチャンネルはドレインＤ
と電源Ｓの間で形成され、電流はその間を流れる。ソ−
スを接地した状態で、ＭＯＳＦＥＴはゲ−トをゼロとVg
s(th) の間に駆動することによりスイッチとして動作さ
れる。ここで、Vgs(sat)は装置に対してRds(on) が特定
される電圧である。
２つのパラメ−タVgs(th) 、Rds(on) で記述され、Vgs
がVgs(th) を下回るとき、電流は本質的にドレインＤと
電源Ｓの間を流れない。しかし、Vgs がVgs(th) 以上に
なったとき、低インピ−デンスチャンネルはドレインＤ
と電源Ｓの間で形成され、電流はその間を流れる。ソ−
スを接地した状態で、ＭＯＳＦＥＴはゲ−トをゼロとVg
s(th) の間に駆動することによりスイッチとして動作さ
れる。ここで、Vgs(sat)は装置に対してRds(on) が特定
される電圧である。
【００２０】低い入力電圧動作に対して、好ましいＭＯ
ＳＦＥＴにはInternational Rectifier 社製造の「論理
レベルＬシリ−ズ」ＨＥＸＦＥＴ（商標）がある。これ
らの装置は、Vgs(th) ＝2.0V (Max)、およびRds(on) ＝
0.05オ−ムにより特徴づけられている。
ＳＦＥＴにはInternational Rectifier 社製造の「論理
レベルＬシリ−ズ」ＨＥＸＦＥＴ（商標）がある。これ
らの装置は、Vgs(th) ＝2.0V (Max)、およびRds(on) ＝
0.05オ−ムにより特徴づけられている。
【００２１】自励振電力段40の動作をここで説明する。
電力増加において、ＭＯＳＦＥＴＱ３又は、Ｑ４のいず
れかのゲ−トにおける電流は実質的になく、従って、電
圧Vin は各ＭＯＳＦＥＴのゲ−トの中に存在する。Vin
＞＝Vgs(th) の状態を確実にするため、２つのＭＯＳＦ
ＥＴＱ３、Ｑ４のいずれか１つが電力の増加と共にオン
し始める。しかし、１度にオンになるのは唯一つのＭＯ
ＳＦＥＴのみである。それは各ＭＯＳＦＥＴのゲ−トが
他のＭＯＳＦＥＴを通って接地点に接続されているため
である。それ故、最初にオンになり始めるＭＯＳＦＥＴ
は他のＭＯＳＦＥＴを強制的にオフにする。
電力増加において、ＭＯＳＦＥＴＱ３又は、Ｑ４のいず
れかのゲ−トにおける電流は実質的になく、従って、電
圧Vin は各ＭＯＳＦＥＴのゲ−トの中に存在する。Vin
＞＝Vgs(th) の状態を確実にするため、２つのＭＯＳＦ
ＥＴＱ３、Ｑ４のいずれか１つが電力の増加と共にオン
し始める。しかし、１度にオンになるのは唯一つのＭＯ
ＳＦＥＴのみである。それは各ＭＯＳＦＥＴのゲ−トが
他のＭＯＳＦＥＴを通って接地点に接続されているため
である。それ故、最初にオンになり始めるＭＯＳＦＥＴ
は他のＭＯＳＦＥＴを強制的にオフにする。
【００２２】説明の都合上、第１のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３
が最初にオンし始めることとする。第１のＭＯＳＦＥ
Ｔ、Ｑ３がオンになり、第１の１次巻線端子ｔ１から電
流を引き出し、電圧が上半分の１次巻線Np1 で誘導され
る。この電圧は磁気的にオ−トトランスフォ−マ電圧を
下半分の第２の１次巻線Np2 で誘導し、そのため正の帰
還をゲ−トへ結合することによって、第１のＭＯＳＦＥ
Ｔ、Ｑ３はさらに飽和状態に駆動する。結果として、変
圧器Ｔ１の磁心は飽和し、変圧器Ｔ１の巻線を通じて、
接地点へゲ−トを短絡することにより第１のＭＯＳＦＥ
Ｔ、Ｑ３をオフにする。第１のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３がオ
フになると、第２のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ４のゲ−トは第１
のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３を通って接地点に接続しない。そ
れ故、第２のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ４は変圧器の巻線に蓄積
されたエネルギがゲ−トへ方向転換されるとき、オンに
なり始める。
が最初にオンし始めることとする。第１のＭＯＳＦＥ
Ｔ、Ｑ３がオンになり、第１の１次巻線端子ｔ１から電
流を引き出し、電圧が上半分の１次巻線Np1 で誘導され
る。この電圧は磁気的にオ−トトランスフォ−マ電圧を
下半分の第２の１次巻線Np2 で誘導し、そのため正の帰
還をゲ−トへ結合することによって、第１のＭＯＳＦＥ
Ｔ、Ｑ３はさらに飽和状態に駆動する。結果として、変
圧器Ｔ１の磁心は飽和し、変圧器Ｔ１の巻線を通じて、
接地点へゲ−トを短絡することにより第１のＭＯＳＦＥ
Ｔ、Ｑ３をオフにする。第１のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３がオ
フになると、第２のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ４のゲ−トは第１
のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３を通って接地点に接続しない。そ
れ故、第２のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ４は変圧器の巻線に蓄積
されたエネルギがゲ−トへ方向転換されるとき、オンに
なり始める。
【００２３】第２のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ４がオンになり、
第２の１次巻線端子ｔ２から電流を引き出すと、誘導電
圧は下半分の第２の巻線中に誘起される。この誘導電圧
は磁気的にオ−トトランスフォ−マ電圧を上半分の第１
の巻線線Np1 中に誘起し、そのため正帰還をゲ−トへ結
合することによって、第２のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ４はさら
に飽和状態に駆動される。結果として、磁心は飽和し、
同様の過程が繰り返される。
第２の１次巻線端子ｔ２から電流を引き出すと、誘導電
圧は下半分の第２の巻線中に誘起される。この誘導電圧
は磁気的にオ−トトランスフォ−マ電圧を上半分の第１
の巻線線Np1 中に誘起し、そのため正帰還をゲ−トへ結
合することによって、第２のＭＯＳＦＥＴ、Ｑ４はさら
に飽和状態に駆動される。結果として、磁心は飽和し、
同様の過程が繰り返される。
【００２４】本発明は駆動回路20なしで動作するが、従
来の振動型ｄｃ・ｄｃコンバ−タに関係した全ての理由
に対して好ましくないと考えられている。一般的に電流
スパイクはＭＯＳＦＥＴに不必要な歪みを生じ、不当な
電磁気干渉をもたらす。制御回路20は変圧器Ｔ１の磁心
が飽和する前にＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４をオフにするこ
とによって電流スパイクを防止する役目を果たす。
来の振動型ｄｃ・ｄｃコンバ−タに関係した全ての理由
に対して好ましくないと考えられている。一般的に電流
スパイクはＭＯＳＦＥＴに不必要な歪みを生じ、不当な
電磁気干渉をもたらす。制御回路20は変圧器Ｔ１の磁心
が飽和する前にＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４をオフにするこ
とによって電流スパイクを防止する役目を果たす。
【００２５】制御回路20の好ましい実施例は発振器22、
フリップフロップ24、第１、第２のトランジスタＱ１、
Ｑ２、および第１、第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２を備えてい
る。図３に示されているように、フリップフロップ24の
出力Ｑ、Ｑ（ｎｏｔ）は第１、第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２に
よって第１、第２のトランジスタＱ１、Ｑ２の各ベ−ス
に結合している。Ｑ（ｎｏｔ）の出力はまたＤ入力に帰
還し、従って、Ｑ及びＱ（ｎｏｔ）出力における論理状
況は各クロックパルスで交互に出力する。発振器22はフ
リップフロップ24のクロック入力を駆動し、トランジス
タＱ１、Ｑ２を交互にオン又はオフにする。トランジス
タＱ１、Ｑ２のコレクタはＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４の各
ゲ−トに接続している。
フリップフロップ24、第１、第２のトランジスタＱ１、
Ｑ２、および第１、第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２を備えてい
る。図３に示されているように、フリップフロップ24の
出力Ｑ、Ｑ（ｎｏｔ）は第１、第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２に
よって第１、第２のトランジスタＱ１、Ｑ２の各ベ−ス
に結合している。Ｑ（ｎｏｔ）の出力はまたＤ入力に帰
還し、従って、Ｑ及びＱ（ｎｏｔ）出力における論理状
況は各クロックパルスで交互に出力する。発振器22はフ
リップフロップ24のクロック入力を駆動し、トランジス
タＱ１、Ｑ２を交互にオン又はオフにする。トランジス
タＱ１、Ｑ２のコレクタはＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４の各
ゲ−トに接続している。
【００２６】トランジスタＱ１、Ｑ２は変圧器Ｔ１の磁
心が飽和する前にＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４をオフにする
ことによって電流スパイクを最小限にするために用いら
れる。従って、発振器22の周波数は振動電力段40の自然
発振周波数を越えなければならない。
心が飽和する前にＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４をオフにする
ことによって電流スパイクを最小限にするために用いら
れる。従って、発振器22の周波数は振動電力段40の自然
発振周波数を越えなければならない。
【００２７】当業者に明白なように、好ましい実施例の
様々な変形、応用は本発明の技術的範囲や意図から逸脱
することなく行うことができる。したがって、添付の請
求項に記載された技術的範囲以内で、本発明はここで特
に記載した以外にも実行が可能である。
様々な変形、応用は本発明の技術的範囲や意図から逸脱
することなく行うことができる。したがって、添付の請
求項に記載された技術的範囲以内で、本発明はここで特
に記載した以外にも実行が可能である。
【図１】従来の駆動ｄｃ・ｄｃコンバ−タの回路図。
【図２】従来の自励振動ｄｃ・ｄｃコンバ−タの回路
図。
図。
【図３】本発明の１次実施例の低電圧ｄｃ・ｄｃコンバ
−タの回路図。
−タの回路図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジェームス・エフ・ラザー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 91362、サウザンド・オークス、サプラ・ ストリート 2626
Claims (8)
- 【請求項１】 第１のｄｃ電圧を第２のｄｃ電圧に変換
するためのｄｃ・ｄｃコンバ−タにおいて、 少なくとも１次巻線と２次巻線を具備し、１次巻線は第
１の導線端部と、第２の導線端部と、中点導線とを有
し、この中点導線はｄｃ電圧源に接続されている変圧器
と、 第１および第２の導線端部を反復的に、交互に接地し、
中点導線と第１および第２の導線端部の接地された側の
導線端部との間に電流を生成し、又、第１および第２の
導線端部の非接地側の導線端部側の巻線を横切ってオー
トランス電圧を生成する手段とを具備し、この導線端部
を反復的に交互に接地する手段は、 接地と第１および第２の導線端部との間に接続され、第
１および第２の制御入力を有する第１および第２の電圧
制御スイッチと、 電圧制御スイッチを付勢状態に保つため第１および第２
の導線端部の非接地側の端部の巻線を横切って生成され
たオートランス電圧が接地した側の導線端部に結合され
た電圧制御スイッチの制御入力に与えれるための第１の
導線端部を第２の制御入力に結合する手段および第２の
導線端部を第１の制御入力に結合する手段と、 変圧器の飽和前に電圧制御スイッチをオフにするため
に、第１および第２の制御入力を交互に接地に結合させ
る制御手段とを有することを特徴とするｄｃ・ｄｃコン
バ−タ。 - 【請求項２】 前記第１、第２の制御スイッチが第１、
第２の制御入力を接地することにより不活性にされ、こ
の制御手段が、 第１、第２のベ−ス入力をそれぞれ有する第１、第２の
トランジスタと、 第１のトランジスタを第１の制御入力に結合する手段
と、 第２のトランジスタを第２の制御入力に結合する手段
と、 制御信号を前記第１、第２のベ−ス入力に反復的に、交
互に与えて、第１、第２の制御入力を前記第１、第２の
トランジスタを通って反復的に、交互に接地する手段と
を備えている請求項１記載のｄｃ・ｄｃコンバ−タ。 - 【請求項３】 前記第１、第２のベ−ス入力へ制御信号
を反復的に、交互に与える手段が、 第１、第２の出力とクロック入力とを有するデジタルフ
リップフロップを備えており、第１、第２の出力にそれ
ぞれ存在する電圧レベルはクロック信号がクロック入力
に供給される度に２つの電圧レベルの間で交互に変化
し、前記第１の出力は前記第１のベ−ス入力に接続さ
れ、前記第２の出力は前記第２のベ−ス入力に接続され
ている請求項２記載のｄｃ・ｄｃコンバ−タ - 【請求項４】 前記制御手段が発振器を有し、この発振
器は前記フリップフロップのクロック入力と接続されて
いる出力を有している請求項３記載のｄｃ・ｄｃコンバ
−タ。 - 【請求項５】 第１のｄｃ電圧を第２のｄｃ電圧に変換
するための回路において、 ｄｃ電圧源と、 少なくとも１次巻線と２次巻線を有し、この１次巻線は
第１および第２の導線端部および中点導線を具備してい
る変圧器と、 ゲ−ト、ドレイン、ソ−スをそれぞれ具備している第
１、第２のＭＯＳＦＥＴと、 第１、第２の抵抗器と、 ｄｃ電圧源を中点導線に接続する手段と、 第１のＭＯＳＦＥＴのドレインソ−スを第１導線端部と
接地点との間に接続する手段と、 第２のＭＯＳＦＥＴのドレインソ−スを第２の導線端部
と接地点との間に接続する手段と、 第１の抵抗器を第１のＭＯＳＦＥＴのゲ−トと第２の導
線端部との間に接続する手段と、 第２の抵抗器を第２のＭＯＳＦＥＴのゲ−トとフ第１の
導線端部との間に接続する手段とを備えていることを特
徴とする回路。 - 【請求項６】 それぞれ第１および第２のベ−ス入力を
有する第１および第２のトランジスタと、 第１のトランジスタを第１のＭＯＳＦＥＴのゲ−トと接
地点との間に接続する手段と、 第２のトランジスタを第２のＭＯＳＦＥＴのゲ−トと接
地点との間に接続する手段と、 制御信号を前記第１、第２のベ−ス入力へ反復的に、交
互に与え、それによって前記第１、第２のＭＯＳＦＥＴ
を前記第１、第２のトランジスタを通って反復的に交互
に接地する手段を備えている請求項５記載の回路。 - 【請求項７】 前記制御信号を第１、第２のベ−スに反
復的に、交互に与える手段が、 第１および第２の出力とクロック入力とを有するデジタ
ルフリップフロップを備え、各第１、第２の出力におけ
る電圧レベルはクロック信号がクロック入力に供給され
る度に、２つの電圧レベルの間で交互に変化し、前記第
１の出力は前記第１のベ−ス入力に接続され、前記第２
の出力は前記第２のベ−ス入力に接続されている請求項
６記載の回路。 - 【請求項８】 前記フリップフロップのクロック入力に
接続されている出力を有する振動器を備えた請求項７記
載の回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/707,530 US5162981A (en) | 1991-05-30 | 1991-05-30 | Low voltage d.c. to d.c. converter |
| US707530 | 1991-05-30 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05191971A true JPH05191971A (ja) | 1993-07-30 |
Family
ID=24842082
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4139293A Pending JPH05191971A (ja) | 1991-05-30 | 1992-05-29 | 低電圧ｄｃ・ｄｃコンバ−タ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5162981A (ja) |
| EP (1) | EP0516025B1 (ja) |
| JP (1) | JPH05191971A (ja) |
| DE (1) | DE69206484T2 (ja) |
| GR (1) | GR3019056T3 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB9206020D0 (en) * | 1992-03-19 | 1992-04-29 | Astec Int Ltd | Transition resonant convertor |
| US5430641A (en) * | 1992-04-27 | 1995-07-04 | Dell Usa, L.P. | Synchronously switching inverter and regulator |
| US5327337A (en) * | 1992-09-01 | 1994-07-05 | Broadcast Electronics, Inc. | Resonant push-pull switching power amplifier |
| DE19610762A1 (de) * | 1996-03-19 | 1997-09-25 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil mit verringerter Oberwellenbelastung des Netzes |
| JP3658247B2 (ja) * | 1999-07-06 | 2005-06-08 | キヤノン株式会社 | 電源装置及びその制御方法、画像形成装置 |
| US6429629B1 (en) * | 2001-03-08 | 2002-08-06 | Tranh To Nguyen | Switch-mode power supplies |
| WO2003012994A1 (en) * | 2001-08-02 | 2003-02-13 | Perkinelmer Singapore Pte Ltd. | Converter circuit for an electronic flash device |
| US6903914B1 (en) * | 2003-12-02 | 2005-06-07 | Intersil Americas, Inc. | DC-DC converter having active transient response compensation circuit employing flyback inductor |
| US7787265B2 (en) * | 2007-02-27 | 2010-08-31 | Speedy-Tech Electronics Ltd. | Self-coupled driver used in dual-switch forward power converter |
| US8049430B2 (en) | 2008-09-05 | 2011-11-01 | Lutron Electronics Co., Inc. | Electronic ballast having a partially self-oscillating inverter circuit |
| CN109510470B (zh) * | 2018-11-29 | 2020-09-11 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种自激推挽式变换器电路、电源模块及电源系统 |
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|---|---|---|---|---|
| JPS5433952A (en) * | 1977-08-18 | 1979-03-13 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Planetary gear power tranmission system |
| JPS6126472A (ja) * | 1984-07-12 | 1986-02-05 | Ando Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB921656A (en) * | 1959-04-02 | 1963-03-20 | Gen Electric | Improvements in transistor amplifiers or relay systems |
| US3317856A (en) * | 1965-05-20 | 1967-05-02 | Power Conversion Inc | Transistor inverter circuit being switched before output transformer saturates |
| DE2019779C3 (de) * | 1970-04-23 | 1974-11-28 | Siemens Ag | Steuerschaltungsanordnung für einen Transistor-Gegentakt-Wechselrichter |
| JPS52107538A (en) * | 1976-02-03 | 1977-09-09 | Furuno Electric Co | Inverter circuits |
| GB1551964A (en) * | 1976-10-26 | 1979-09-05 | American Home Prod | Electronic circuits |
| JPS5644387A (en) * | 1979-09-14 | 1981-04-23 | High Frequency Heattreat Co Ltd | Driving method of inverter employing transistor for switching element |
| US4390937A (en) * | 1981-06-17 | 1983-06-28 | Rca Corporation | Self-starting transformer-coupled FET multivibrators |
| JPS627369A (ja) * | 1985-07-02 | 1987-01-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自励発振式スイツチング高電圧電源装置 |
| GB8706275D0 (en) * | 1987-03-17 | 1987-04-23 | Rca Corp | Gate circuit |
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- 1991-05-30 US US07/707,530 patent/US5162981A/en not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-05-26 DE DE69206484T patent/DE69206484T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-05-26 EP EP92108807A patent/EP0516025B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-05-29 JP JP4139293A patent/JPH05191971A/ja active Pending
-
1996
- 1996-02-21 GR GR960400461T patent/GR3019056T3/el unknown
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5433952A (en) * | 1977-08-18 | 1979-03-13 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Planetary gear power tranmission system |
| JPS6126472A (ja) * | 1984-07-12 | 1986-02-05 | Ando Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Also Published As
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|---|---|
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| EP0516025A2 (en) | 1992-12-02 |
| DE69206484T2 (de) | 1996-07-18 |
| US5162981A (en) | 1992-11-10 |
| EP0516025A3 (en) | 1993-01-27 |
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