JP2002315333A

JP2002315333A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2002315333A
Application number: JP2001111323A
Authority: JP
Inventors: Wataru Miyazawa; 亘宮澤
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2001-04-10
Filing date: 2001-04-10
Publication date: 2002-10-25
Anticipated expiration: 2021-04-10
Also published as: JP3794932B2

Abstract

(57)【要約】【課題】スタンバイモードを含む広範囲な負荷領域で、
高効率・低ノイズ化および出力電圧の低リップル化、更
には低コスト化、全てを容易に実現することができるス
イッチング電源装置を提供する。【解決手段】マイコン５０からのスタンバイ信号がＨＩ
ＧＨになると、モード切替制御回路７ｄ内で全波整流波
形がクランプされた間欠制御信号ＳＢが生成される。ス
イッチング電源装置１００は、この信号に基づいて、間
欠的な動作となり、この間欠動作の内の発振期間では、
ソフトドライブと部分共振とが、組み合さった動作とな
っている。そのため、スイッチング損失の低減、低ノイ
ズ化、低出力リップル化を容易に図ることができる。ま
た、マイコン５０からのスタンバイ信号がＬＯＷになる
と、スイッチング電源装置１００は、連続発振動作とな
るが、この動作においてもソフトドライブと部分共振と
が、組み合さった動作となっているので、広い負荷範囲
で、高効率化・低ノイズ化および出力電圧の低リップル
化を容易に実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置のいわゆるスタンバイ電力を低減する回路に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、地球温暖化防止対策の見地から、
家電製品等のスタンバイ電力削減が注目され、スタンバ
イ時における消費電力がより低いスイッチング電源装置
が強く要求されている。この要求に応えるものとして、
例えば、主電源とは別個独立にスタンバイ専用の電源を
設け、スタンバイ時にはスタンバイ専用の電源を、定格
負荷時には主電源を使い分ける電源システム等が開発さ
れている。しかし、この電源システムは、２つのコンバ
ータを必要とすることから、回路全体のコストが高くな
るという欠点があった。したがって、コストを抑えなけ
ればならない要請が強い場合等には、図１３に示したよ
うな、１つのコンバータで構成できる部分共振型のスイ
ッチング電源装置を採用することが多かった。

【０００３】ここで、従来の部分共振型スイッチング電
源装置について簡単に説明する。図１３は、従来の部分
共振型スイッチング電源装置の一例を示したものであ
る。図１４および図１５は、それぞれ、図１３に示した
スイッチング電源装置２００の微小負荷モード、定格負
荷モードにおける動作波形を表したものである。図１４
および図１５に示したように、スイッチング電源装置２
００では、一次巻線４ａとコンデンサ１０との共振振動
により、ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン６Ｄ・ソース６Ｓ間
の電圧ＶＤＳが最小となるタイミングでＭＯＳＦＥＴ６
がオンする。そのため、部分共振動作をしない電源に比
べ、スイッチング損失が比較的少なく、安定した連続発
振動作となる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このス
イッチング電源装置２００には、以下に示すいくつかの
問題点があった。スイッチング電源装置２００では、微
小負荷時に発振周波数が高くなるため、スイッチング損
失が大きくなり、スタンバイモード（微小負荷モード）
の効率が低下するといった問題点があった。また、定格
負荷モードでＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗を十分下げるた
めに、トリガ回路７ａに含まれるコンデンサの容量値を
大きく(例えば、１００００ｐＦ程度)、トリガ回路７ａ
に含まれる抵抗の値を小さく (例えば、２００Ω程度)
設定していたので、ＭＯＳＦＥＴ６のスイッチング動作
がいわゆるハードドライブ動作となり、効率低下の問題
だけでなく、ゲートノイズが発生し易くなるといった問
題点もあった。このようなハードドライブを防止するた
め上記コンデンサの容量値を小さく(例えば、１０００
ｐＦ程度)、上記抵抗の値を大きく(例えば、数ｋΩ程
度)すると、定格負荷モードでＭＯＳＦＥＴ６のオン抵
抗を十分下げることができなくなり、ＭＯＳＦＥＴ６の
発熱が大きくなってしまうといった問題点があった。こ
の問題点は、特に、出力電力が大きくなると顕著とな
る。また、スイッチング電源装置２００においては、ゲ
ートドライブをトリガ部７ａのみで行っていたので、Ｍ
ＯＳＦＥＴ６のドレイン６Ｄ・ソース６Ｓ間の電圧ＶＤ
Ｓが最小となるタイミングでＭＯＳＦＥＴ６をオンさせ
る、いわゆるゼロボルトスイッチング設計が困難であっ
た。

【０００５】上記した問題点の内、スタンバイモードに
おける効率低下問題に対する解消案として、外部からの
スタンバイ信号により、スイッチング動作を間欠的なも
のにするといった方法も考えられる。しかし、この方法
をスイッチング電源装置２００にそのまま適用しても、
発振が停止している期間中の損失は低減できても、発振
期間中のスイッチング損失はそのままなので、上記要求
を十分満足できない。また、スタンバイモードで電源を
間欠的に発振させるためには、高価な発振回路を別個独
立に設ける必要があるといったコスト的な問題点もあっ
た。更に、間欠発振させる周期およびデューティが不適
切であると、出力電圧のリップルが大きくなり実用に耐
えられなくなるといった問題点もあった。

【０００６】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
もので、その目的は、スタンバイモードを含む広範囲な
負荷領域で、高効率・低ノイズ化および出力電圧の低リ
ップル化、更には低コスト化、全てを容易に実現するこ
とができるスイッチング電源装置を提供することにあ
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明によるスイッチ
ング電源装置は、スイッチング動作期間の内少なくとも
一部の期間において共振動作を行う共振手段と、第一の
半導体スイッチ６のスイッチング動作を連続的に発振さ
せる連続発振モードないしは商用電源に同期して間欠的
に発振させる間欠発振モードのいずれかに切替えるモー
ド切替制御回路７ｄを有し第一の半導体スイッチ６のス
イッチング動作をドライブ制御するスイッチング制御手
段７とを備えたものである。このスイッチング電源装置
においては、特に、第一の半導体スイッチ６のオン抵抗
をスイッチング電流の大きさに対応するように、第一の
半導体スイッチ６のドライブ（駆動）を制御するオン抵
抗制御部７ｂを備えていることが、より低損失化を図る
上で好ましい。また、このオン抵抗制御部７ｂは、定電
流供給によって前記第一の半導体スイッチ６をドライブ
する定電流ドライブ回路を含むことがより望ましい。更
に、モード切替制御回路は、第一の半導体スイッチをオ
ンオフする第二の半導体スイッチと、全波整流信号を整
形して間欠発振モードにおける発振期間と停止期間との
デューティ比および間欠発振の周波数を制御する間欠制
御信号を生成する間欠制御信号発生回路と、負荷の大き
さ情報を含むスタンバイ信号に対応して第二の半導体ス
イッチに間欠制御信号を伝達する第三の半導体スイッチ
とを、有するものであるとより好ましい。

【０００８】本発明によるスイッチング電源装置では、
モード切替制御回路７ｄが連続発振モードと間欠発振モ
ードとを切替えて、いずれのモードにおいても共振手段
がスイッチング動作期間の内少なくとも一部の期間にお
いて共振動作を行い、いわゆる略ゼロボルトスイッチン
グがなされる。特に、オン抵抗制御部７ｂが第一の半導
体スイッチ６のオン抵抗をスイッチング電流の大きさに
対応するように、第一の半導体スイッチ６のドライブを
制御すると、更に低損失化および低ノイズ化が図られ
る。また、本発明によるスイッチング電源装置におい
て、オン抵抗制御部７ｂに定電流ドライブ回路が含まれ
ていれば、定格負荷の状態において、オン抵抗制御部７
ｂが第一の半導体スイッチ６を定電流ドライブし、第一
の半導体スイッチ６のオン抵抗を、スイッチング電流の
大きさに対応するよう適当に制御する。更に、好ましく
は、間欠発振モードでは、整流手段２が商用電源を全波
整流することによって全波整流信号ＳＡを生成し、間欠
制御信号発生回路８０が全波整流信号ＳＡを整形して間
欠発振モードにおける発振期間と停止期間とのデューテ
ィ比および間欠発振の周波数を制御する間欠制御信号Ｓ
Ｂを生成する。本発明によるスイッチング電源装置で
は、この間欠制御信号ＳＢに基づいて、間欠発振モード
の制御がなされる。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。

【００１０】図１は、本発明の実施の形態に係るスイッ
チング電源装置の構成を示す回路図である。また、図
２,図３,図４および図５は、それぞれ、図１中のトリガ
回路７ａ, オン抵抗制御回路７ｂ, 出力制御回路７ｃお
よびモード切替制御回路７ｄを詳細に表したものであ
る。なお、図示したスイッチング電源装置１００は、い
わゆる部分共振動作を利用したリンギングチョークコン
バータであり、本発明の実施の形態を説明するための一
例である。

【００１１】このスイッチング電源装置１００は、交流
入力電源１（例えば商用電源）からの入力を全波整流す
るブリッジダイオード２と、このブリッジダイオード２
による全波整流波形を平滑する電解コンデンサ３と、一
次巻線４ａ，二次巻線４ｂおよび制御巻線４ｃを有する
トランス４と、二次巻線４ｂに発生する電圧を整流する
整流回路５と、一次巻線４ａに直列接続され、オンオフ
のスイッチング動作をするＭＯＳＦＥＴ６と、このＭＯ
ＳＦＥＴ６のスイッチング動作をドライブ制御するスイ
ッチング制御部７とを、備えている。

【００１２】一次巻線４ａの巻き始め側は、電解コンデ
ンサ３の正極端に接続され、巻き終わり側はＭＯＳＦＥ
Ｔ６のドレイン６Ｄに接続されている。制御巻線４ｃの
巻き始め側は、スイッチング制御部７に接続され、巻き
終わり側は、ＭＯＳＦＥＴ６のソース６Ｓと共に電解コ
ンデンサ３の負極端に接続されている。また、ブリッジ
ダイオード２と電解コンデンサ３とは、電源投入時の突
入電流を防止するための抵抗８を介して接続されてい
る。トランス４の一次巻線４ａには、コンデンサ１０が
例えば並列接続されており、スイッチング動作時に、コ
ンデンサ１０と一次巻線４ａとで、いわゆる、部分共振
動作をするようになっている。また、スイッチング制御
部７は、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇに接続されてい
る。電解コンデンサ３の正負極両端には、抵抗１１,１
２が直列接続されている。これらの抵抗１１,１２の接
続点は、抵抗１３を介してＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ
に接続されている。

【００１３】整流回路５は、ダイオード５ａ,平滑コン
デンサ５ｂ,５ｃおよびインダクタ５ｄを有している。
ダイオード５ａのアノードは二次巻線４ｂの巻き終わり
側に接続され、カソードは平滑コンデンサ５ｂの正極端
に接続されている。平滑コンデンサ５ｂの負極端は、二
次巻線４ｂの巻き始め側と共に二次側のＧＮＤに接続さ
れている。平滑コンデンサ５ｂ,５ｃおよびインダクタ
５ｄは、π型構造となっており、平滑コンデンサ５ｃの
端子がスイッチング電源装置１００の出力端子となって
いる。この出力端子には、例えば、マイコン５０やモー
タ等の負荷としてＬＯＡＤ６０が接続されている。ま
た、整流回路５には、出力電圧を検出する出力検出部２
０が接続されている。

【００１４】スイッチング制御部７は、ＭＯＳＦＥＴ６
がオンし得るだけの電荷量をＭＯＳＦＥＴ６のゲート６
Ｇに供給しＭＯＳＦＥＴ６のオンタイミングを調整する
トリガ回路７ａを有している。また、スイッチング制御
部７は、ＭＯＳＦＥＴ６に流れるドレイン電流ＩＤに対
応した電荷量をＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇに供給する
ことにより、ＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗がドレイン電流
ＩＤの大きさに見合うように、ＭＯＳＦＥＴ６の駆動を
制御するオン抵抗制御回路７ｂを有している。更に、出
力検出部２０による出力電圧の検出に連動して、出力電
圧が一定になるようにスイッチング動作のオンオフ期間
を制御する出力制御回路７ｃを有している。更に、スイ
ッチング制御部７は、スタンバイモード等において、ス
イッチング動作を連続的に発振させる連続発振モードな
いしは商用電源に同期して間欠的に発振させる間欠発振
モードいずれかに切替えるモード切替制御回路７ｄを有
している。

【００１５】トリガ回路７ａは、図２に示すように、抵
抗７ａ１とコンデンサ７ａ２とを有している。これらの
抵抗７ａ１とコンデンサ７ａ２とは、ＭＯＳＦＥＴ６の
ゲート６Ｇと制御巻線４ｃの巻き始め側との間に、直列
接続して設けられている。一方、オン抵抗制御回路７ｂ
は、トリガ回路７ａと並列接続されており、ＭＯＳＦＥ
Ｔ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間に寄生する容量ＣＧＳ
に定電流を供給するようになっている。この定電流供給
により、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間電
圧ＶＧＳは、スイッチングオン期間中、時間に対して略
比例的に増加するようになっている。したがって、ＭＯ
ＳＦＥＴ６のオン抵抗は、ドレイン電流ＩＤの大きさに
見合う値に制御されるようになっている。

【００１６】具体的には、オン抵抗制御回路７ｂは、図
３に示すような定電流ドライブ回路を構成している。こ
の回路では、ダイオード４５及び抵抗４４を介してトラ
ンジスタ４２のベースに電流が流れ、トランジスタ４２
はオン状態となるようになっている。これにより、トラ
ンジスタ４３のベースとエミッタとの間に設けられた抵
抗４１には、ダイオード４５、トランジスタ４２のコレ
クタ,エミッタを介して、電流Ｉ４１が流れるようにな
っている。このとき、抵抗４１には、トランジスタ４３
のベース、エミッタ間電圧が印加されるため、次の
（１）式に示すような定電流Ｉ４１が流れるようになっ
ている。Ｉ４１＝ＶＢＥ４３／Ｒ４１…（１）ただし、ＶＢＥ４３はトランジスタ４３のベース、エミ
ッタ間の電圧を表し、Ｒ４１は抵抗４１の抵抗値を表
す。

【００１７】モード切替制御回路７ｄは、ブリッジダイ
オード２等によって全波整流された波形から間欠制御信
号ＳＢを生成する間欠制御信号発生回路８０を有してい
る。ここにいう間欠制御信号ＳＢとは、間欠発振モード
において、発振期間と停止期間とのデューティ比および
間欠発振周波数を制御する信号である。間欠制御信号発
生回路８０は、ブリッジダイオード２のＡＣ端子（図１
中ａ点−ｅ点）間に互いに直列接続された抵抗７０,７
１と、抵抗７０と抵抗７１との接続点（図５中ｇ点）と
一次側のＧＮＤ（図１中ｄ点）との間に接続された抵抗
７２とを有している。更に、間欠制御信号発生回路８０
は、図５中ｇ点にカソード端子が接続されるツェナダイ
オード７３を有している。また、モード切替制御回路７
ｄは、コレクタ端子がＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇに接
続され、エミッタ端子が図１中ｄ点に接続されるトラン
ジスタ７４を有している。加えて、モード切替制御回路
７ｄは、コレクタ端子がツェナダイオード７３のアノー
ド端子に接続され、エミッタ端子がトランジスタ７４の
ベースに接続されるホトカプラ７５を有している。この
ホトカプラ７５のアノード端子は、二次側回路でマイコ
ン５０に接続され、カソード端子は二次側のＧＮＤに接
続されている。

【００１８】上記間欠制御信号発生回路８０は、交流入
力電源１の交流電圧を抵抗７０,７１,７２で分割して全
波整流信号ＳＡを生成し、この信号をツェナダイオード
７３によって電圧クランプし、間欠動作のデューティ比
を設定するようになっている。また、ホトカプラ７５
は、光信号によってオンオフするトランジスタであり、
例えばマイコン５０からの、負荷の大きさ情報等を含む
スタンバイ信号に対応して、トランジスタ７４のベース
に間欠制御信号ＳＢを伝達するようになっている。

【００１９】上述した通り、モード切替制御回路７ｄ
は、マイコン５０からスタンバイ信号を受け、スイッチ
ング動作を連続発振または間欠発振いずれかのモードに
切替えるようになっている。すなわち、定格負荷モード
やスタンバイモード等で連続発振させる場合において
は、マイコン５０からのスタンバイ信号はＬＯＷとなっ
ており、上記ｄ点を基準とするｇ点の電圧Ｖｇは、全波
整流された電圧信号が発生するようになっている（後述
の図６（ｂ）参照）。例えば、図１中のａ点側が正でｅ
点側が負となっている期間中（図６中ｔ０〜ｔ３、ｔ６
〜ｔ９の期間）のＶｇは、概ね、下記の（２）式で表さ
れる電圧となる。Ｖｇ≒｜Ｖｉｎ｜×Ｒ７２／（Ｒ７０＋Ｒ７２）…（２）また、図１中のａ点側が負でe点側が正となっている期
間中（図６中ｔ３〜ｔ６、ｔ９〜ｔ１２の期間）のＶｇ
は、概ね、下記の（３）式で表される電圧となる。Ｖｇ≒｜Ｖｉｎ｜×Ｒ７２／（Ｒ７１＋Ｒ７２）…（３）但し、上記Ｖｉｎは、交流入力電源１の交流電圧の瞬時
値を示したものであり、交流入力電源１が商用電源の場
合、正弦波関数となる。また、上記Ｒ７０,Ｒ７１およ
びＲ７２は、それぞれ、抵抗７０,７１および抵抗７２
の抵抗値を表したものである。これらの部品定数として
は、例えば、交流入力電源１の実効電圧が１００Ｖの場
合、概ね、Ｒ７０＝Ｒ７１＝１ＭΩ、Ｒ７２＝５００ｋ
Ωとしておけば、これら部品での損失は非常に少ない。

【００２０】上記の（２）式で表されるｇ点の電圧Ｖｇ
は、図６中ｔ０〜ｔ３およびｔ６〜ｔ９の期間中、図５
のａ点〜抵抗７０〜ｇ点〜抵抗７２〜ｄ点〜e点をルー
プする回路が形成されることによって生じる電圧であ
る。厳密には、ｄ点とe点との間に存在するダイオード
の順方向電圧ＶＦ分の影響はあるが、当該ダイオードの
順方向電圧ＶＦは、｜Ｖｉｎ｜の値に比べて十分小さい
値であるため、その影響は少ない。（３）式で表される
Ｖｇについても同様である。

【００２１】間欠発振モードでは、間欠制御信号発生回
路８０が全波整流信号ＳＡの周波数と同じ周波数の間欠
制御信号ＳＢを生成し、この間欠制御信号ＳＢに基づい
てモード切替制御回路７ｄがＭＯＳＦＥＴ６を間欠発振
させるようになっている。具体的には、マイコン５０か
らのスタンバイ信号がＬＯＷからＨＩＧＨになると、モ
ード切替制御回路７ｄのホトカプラ７５がオンし、ｇ点
の電圧Ｖｇは、ツェナダイオード７３でクランプされる
ようになっている。そして、ｇ点電圧Ｖｇは、図８
（ｂ）に示すように、全波整流信号ＳＡが電圧クランプ
され、これが間欠発振動作を制御する間欠制御信号ＳＢ
となる。これにより、図８中ｔ１〜ｔ２,ｔ４〜ｔ５,ｔ
７〜ｔ８およびｔ１０〜ｔ１１の期間中、トランジスタ
７４がオンし、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート・ソース間電圧
がＬＯＷとなって、発振が停止するようになっている。
一方、図８中ｔ０〜ｔ１,ｔ２〜ｔ４,ｔ５〜ｔ７および
ｔ８〜ｔ１０等の期間中、トランジスタ７４はオフし、
ＭＯＳＦＥＴ６のスイッチング動作が可能となるため、
発振するようになっている。この発振期間においては、
上述した微小負荷連続モードと同様に、ソフトドライブ
と部分共振とが組み合わされた動作をするようになって
いる。

【００２２】なお、上記交流入力電源１、ブリッジダイ
オード２およびＭＯＳＦＥＴ６は、それぞれ、本発明に
おける商用電源、整流手段および第１の半導体スイッチ
に相当する。また、コンデンサ１０および一次巻線４ａ
からなる回路は、本発明の共振手段に相当する。更に、
スイッチング制御部７、トリガ回路７ａ、オン抵抗制御
回路７ｂ、出力制御回路７ｃ、モード切替制御回路７
ｄ、抵抗７０,７１,７２、ツェナダイオード７３、トラ
ンジスタ７４およびホトカプラ７５は、それぞれ、本
発明におけるスイッチング制御手段、トリガ回路、オン
抵抗制御回路、出力制御回路、モード切替制御回路、分
割抵抗、ツェナダイオード、第２の半導体スイッチおよ
び第３の半導体スイッチに相当する。

【００２３】次に、スイッチング電源装置１００の動作
について図面を用いて説明する。但し、以下の説明で
は、交流入力電源１の投入からスタンバイモードを経て
定格負荷モードに移行していくシーケンスを想定したも
のとする。なお、以下に説明する通り、スタンバイモー
ドには、微小負荷で連続発振する微小負荷連続モード
と、間欠発振する微小負荷間欠モードとの２通りあるも
のとする。また、交流入力電源１の投入後は微小負荷連
続モードで電源が起動し、定格負荷モードに移行する際
には微小負荷連続モードを経由するようにシーケンスが
組まれているものとする。このシーケンスは、二次側出
力端に接続されるマイコン５０等からのスタンバイ信号
等により制御され、微小負荷連続モードおよび定格負荷
モードではスタンバイ信号をＬＯＷ、微小負荷間欠モー
ドに移行する際にはスタンバイ信号をＨＩＧＨとするよ
うに組まれているものとする。

【００２４】まず、交流入力電源１の投入からスタンバ
イモード（微小負荷連続モード）に移行するまでの動作
について説明する。図６（ａ）〜（ｅ）は、図１に示し
たスイッチング電源装置１００の微小負荷連続モードに
おける各部波形を表したものであり、それぞれ、交流入
力電源１の入力電圧波形ＶＡＣＩＮ, ｇ点電圧Ｖｇ，Ｍ
ＯＳＦＥＴ６のドレイン６Ｄ・ソース６Ｓ間ＶＤＳ，
ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＤおよびＭＯＳＦＥＴ
６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間電圧ＶＧＳの波形を表
したものである。また、図７（ａ），（ｂ），（ｃ）
は、それぞれ、図６の任意期間におけるＶＤＳ,ＩＤ，
ＶＧＳ波形を拡大したものである。

【００２５】このスイッチング電源装置１００では、交
流入力電源１の投入により、起動用の抵抗１１,１２で
分圧された電圧が、抵抗１３を介してＭＯＳＦＥＴ６の
ゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間に印加される。これにより、
ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間に寄生する
容量ＣＧＳが充電され、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・
ソース６Ｓ間電圧ＶＧＳが、しきい値電圧ＶＴＨに達
し、図６および図７に示したような、連続的な発振動作
となる。この発振動作中は、スイッチング制御部７内の
出力制御回路７ｃが、二次側の出力検出部２０と連動し
て、出力電圧が一定になるようにスイッチング動作のオ
ンオフ期間を制御する。また、出力制御回路７ｃは、ス
イッチングのオン期間を制限し、電源投入・切断時や過
負荷時に過電流を防止するよう作用する。

【００２６】スイッチング制御部７のトリガ回路７ａ
（抵抗７ａ１およびコンデンサ７ａ２）は、部分共振動
作において、ＭＯＳＦＥＴ６のオンし得る必要最小限の
電荷量をゲート６Ｇに供給してＭＯＳＦＥＴ６のオンタ
イミングを最適化し、略ゼロボルトスイッチングさせ
る。また、スイッチング制御部７のオン抵抗制御回路７
ｂは、ＭＯＳＦＥＴ６に流れるドレイン電流ＩＤに対応
した電荷量をＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇに供給しＭＯ
ＳＦＥＴ６のオン抵抗を最適化する。すなわち、ＭＯＳ
ＦＥＴ６のオン期間中、オン抵抗制御回路７ｂは、ＭＯ
ＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間に寄生する容量
ＣＧＳに定電流を供給し、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ
・ソース６Ｓ間電圧ＶＧＳを、時間に対して略比例的に
増加させる（以下、この動作をソフトドライブと呼
ぶ）。したがって、オン抵抗制御回路７ｂは、ＭＯＳＦ
ＥＴ６のオン期間が短い微小負荷時には、必要最小限の
電荷をＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間容量
ＣＧＳに供給し、ＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗を最適化す
る。

【００２７】具体的には、制御巻線４ｃに正電圧が発生
すると、ダイオード４５及び抵抗４４を介して、トラン
ジスタ４２のベースに電流が流れ、トランジスタ４２は
オン状態となる。これにより、ダイオード４５、トラン
ジスタ４２のコレクタ、エミッタおよび抵抗４１を介し
て、定電流Ｉ４１が流れ、これがＭＯＳＦＥＴ６のゲー
ト６Ｇに供給される。このようにして、ＭＯＳＦＥＴ６
の容量ＣＧＳには、定電流が供給されるので、ＭＯＳＦ
ＥＴ６に寄生する容量ＣＧＳ間電圧（ＶＧＳ）は、時間
に対して略比例的に増加することになる。

【００２８】このような作用により、ＭＯＳＦＥＴ６の
ゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間には、ドレイン電流ＩＤに見
合った電圧が供給され、ＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗は最
適化される。したがって、スイッチング電源装置１００
では、ドレイン電流ＩＤの小さい（オン期間が短い）軽
負荷時であっても、過剰な電圧がＭＯＳＦＥＴ６のゲー
ト６Ｇ・ソース６Ｓ間に供給されない。このようにし
て、負荷の大きさに応じてオン抵抗が最適化されるの
で、スイッチング電源装置１００においては、コンデン
サ７ａ２の容量値を大きくする必要がなく(例えば、４
７０ｐＦ程度)、抵抗７ａ１の値を小さくする必要もな
い (例えば、3．9ｋΩ程度)。これにより、定格負荷時
の効率低下を抑制しながらも、ゲートドライブに係る損
失も十分に低減することができる。また、ＭＯＳＦＥＴ
６に寄生する容量ＣＧＳ間電圧（ＶＧＳ）を、時間に対
して略比例的に増加するようにすることで、ＭＯＳＦＥ
Ｔ６のドライブがソフトドライブ動作となり、効率低下
の問題だけでなく、ゲートドライブに起因するノイズの
発生も抑制される。

【００２９】上記のごとく、スイッチング電源装置１０
０における微小負荷連続モードでは、ソフトドライブと
部分共振とを、組み合わした動作となっているため、微
小負荷時に連続発振する動作であっても、かなりの高効
率化を図ることができる。具体的には、４０Ｗクラスの
電源において、入力電圧Ｐｉｎ＝ＡＣ１００Ｖ、出力電
圧Ｖｏ＝ＤＣ１２Ｖ、出力電流Ｉｏ＝０Ａという条件で
は、入力電力Ｐｉｎ＝０．３Ｗ程度とすることができ
る。図１３に示したような従来の電源では、同条件で入
力電力Ｐｉｎ≧１Ｗ程度である。したがって、スイッチ
ング電源装置１００における微小負荷連続モードでの消
費電力は、従来電源の約１／３程度に低減されることに
なる。また、上記のような微小負荷連続モードでは、負
荷応答特性が優れているため、負荷電流が急変した場合
であっても、出力電圧が瞬間的に降下してマイコン５０
等がリセットしてしまうような不具合は想定し難い。

【００３０】なお、以上の動作までは、二次側からのス
タンバイ信号がＬＯＷとなっているので、図1中のｇ点
電圧Ｖｇは、図６（ｂ）に示したように、全波整流され
た信号が発生することとなる。この場合、ｇ点電圧Ｖｇ
は、図１中のａ点側が正でｅ点側が負となっている期間
中（図６中ｔ０〜ｔ３、ｔ６〜ｔ９の期間）、先述した
（２）式のように表される値となり、図１中のａ点側が
負でe点側が正となっている期間中（図６中ｔ３〜ｔ
６、ｔ９〜ｔ１２の期間）では、先述した（３）式のよ
うに表される値となる。

【００３１】次に、上記微小負荷連続モードから、微小
負荷間欠モードに移行するまでの動作について説明す
る。図８（ａ）〜（ｅ）は、図１に示したスイッチング
電源装置１００の微小負荷間欠モードにおける各部波形
を表したものであり、それぞれ、ＶＡＣＩＮ,Ｖｇ，Ｖ
ＤＳ，ＩＤおよびＶＧＳの波形を表したものである。ま
た、図９（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞれ、図８に
示したｔ２〜ｔ４の期間におけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ
波形を拡大したものである。

【００３２】微小負荷連続モードから、微小負荷間欠モ
ードに移行すると、間欠制御信号発生回路８０は、ブリ
ッジダイオード２等によって全波整流された波形を抵抗
７０,７１,７２で分割して全波整流信号ＳＡを発生さ
せ、この信号をツェナダイオード７３によってクランプ
し、間欠制御信号ＳＢを生成する。ホトカプラ７５は、
マイコン５０等からの、スタンバイ信号に対応して、ト
ランジスタ７４のベースに間欠制御信号ＳＢを伝達す
る。この間欠制御信号ＳＢに基づいて、トランジスタ７
４がスイッチングし、間欠発振の周波数およびデューテ
ィ比が制御される。

【００３３】上記動作を、以下、更に具体的に説明す
る。マイコン５０からのスタンバイ信号がＬＯＷからＨ
ＩＧＨになると、モード切替制御回路のホトカプラ７５
がオンし、ｇ点電圧Ｖｇは、ツェナダイオード７３でク
ランプされる。そして、ｇ点電圧Ｖｇは、図８（ｂ）に
示すような、全波整流波形がクランプされた電圧信号と
なる。これにより、図８中ｔ１〜ｔ２,ｔ４〜ｔ５,ｔ７
〜ｔ８およびｔ１０〜ｔ１１の期間中、トランジスタ７
４はオンし、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート・ソース間電圧Ｖ
ＧＳがＬＯＷとなって、発振が停止することとなる。一
方、図８中ｔ０〜ｔ１,ｔ２〜ｔ４,ｔ５〜ｔ７およびｔ
８〜ｔ１０等の期間中、トランジスタ７４はオフし、Ｍ
ＯＳＦＥＴ６のスイッチング動作が可能となって、発振
することとなる。この発振する期間においては、上述し
た微小負荷連続モードと同様に、ソフトドライブと部分
共振とを、組み合わせた動作となり、スイッチング損失
が低減される。また、発振が停止する期間においては、
ＭＯＳＦＥＴ６およびそのドライブに係る部品での損失
は概ね無くなり、起動用の抵抗等の損失のみとなるが、
起動用の抵抗１１,１２,１３は、電圧ドライブ型のＭＯ
ＳＦＥＴの起動においては、数百〜数ＭΩのもので十分
であるので、これらの部品自体の損失も少ない。

【００３４】以上のことから、微小負荷間欠モードで
は、先述の微小負荷連続モードよりも更にスタンバイ効
率が向上する。例えば、４０Ｗクラスの電源において、
入力電圧Ｐｉｎ＝ＡＣ１００Ｖ、出力電圧Ｖｏ＝ＤＣ１
２Ｖ、出力電流Ｉｏ＝０Ａという条件では、入力電力Ｐ
ｉｎ＝０．０９Ｗ程度とすることができる。したがっ
て、スタンバイ時の消費電力を、図１３の従来型電源の
Ｐｉｎ≧１Ｗに対して、約１／１０以下に低減すること
ができる。このように、スイッチング電源装置１００で
は、スタンバイ信号がＨＩＧＨになっている間、微小負
荷間欠モードとなり、従来の電源よりもスタンバイ効率
が大幅に改善される。

【００３５】なお、本電源装置１００における間欠周波
数は、図８に示した通り、交流入力電源１の全波整流波
形に同期しているため、交流入力電源１の２倍の周波数
となっている。また、間欠動作のデューティはｇ点電圧
Ｖｇとツェナダイオード７３のツェナ電圧で決定され
る。例えば、ツェナダイオード７３のツェナ電圧が小さ
い場合、間欠動作のデューティは小さくなり、停止期間
が長くなる。この場合、スタンバイ効率はより向上する
が、出力電圧のリップルが大きくなりやすくなる。但
し、スイッチング電源装置１００では、交流入力電源１
の２倍の周波数で間欠発振しているので、交流入力電源
１の周波数以下で間欠発振させる方法よりも、出力電圧
のリップルを小さく抑えることができるという点で有効
である。

【００３６】続いて、定格負荷モードへの移行動作につ
いて説明する。図１０（ａ）〜（ｅ）は、図１に示した
スイッチング電源装置１００の定格負荷モードにおける
各部波形を表したものであり、それぞれ、ＶＡＣＩＮ,
Ｖｇ，ＶＤＳ，ＩＤおよびＶＧＳの波形を表したもので
ある。また、図１１（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞ
れ、図１０中の任意期間におけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ
波形を拡大したものである。

【００３７】定格負荷モードに移行する際には、負荷が
増加する前にマイコン５０からのスタンバイ信号がＨＩ
ＧＨからＬＯＷに切り替わる。そして、一旦、微小負荷
連続モードになった後、負荷が増加し定格負荷モードに
移行していく。このようなシーケンスにすることによ
り、負荷急変時の電圧低下を防ぐことができる。但し、
微小負荷間欠モードから定格負荷モードへの移行におい
て、間欠動作のデューティを適当に設定しておけば、微
小負荷間欠モードから定格負荷モードへ、直接移行して
も、負荷急変時の電圧低下は防止される。

【００３８】スタンバイモードから定格負荷モードに移
行すると、図１０および図１１に示した発振状態に安定
する。このモードにおいても、ソフトドライブおよび部
分共振動作により、ＭＯＳＦＥＴ６のオン損失よびスイ
ッチング損失が低減される。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ６
のオン期間中、オン抵抗制御回路７ｂは、ＭＯＳＦＥＴ
６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間に寄生する容量ＣＧＳに
定電流を供給し、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース
６Ｓ間電圧ＶＧＳを、時間に対して略比例的に増加させ
る。したがって、オン抵抗制御回路７ｂは、ＭＯＳＦＥ
Ｔ６のオン期間が長い定格負荷時には、ＭＯＳＦＥＴ６
のオン抵抗を十分下げるだけの電荷をＭＯＳＦＥＴ６の
ゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間容量ＣＧＳに供給し、ＭＯＳ
ＦＥＴ６のオン抵抗を最適化する。また、スタンバイモ
ードと同様に、部分共振動作による略ゼロボルトスイッ
チングもなされるので、スイッチング損失が十分に低減
される。

【００３９】以上のように、本実施の形態に係るスイッ
チング電源装置１００では、高効率化が可能な微小負荷
連続モードと、更にそれより高効率が得られる微小負荷
間欠モードとを切替えて使用できるので、スタンバイ負
荷の大きさによって適宜モードを切替えれば、より広い
負荷範囲で高効率化を図ることができる。これにより、
例えば、４０Ｗクラス（入力電圧Ｐｉｎ＝ＡＣ１００
Ｖ、出力Ｖｏ＝１２Ｖ）の電源において、出力電力Ｐｏ
＝０．３Ｗという条件では効率７０％以上、出力電力Ｐ
ｏ＝０．５〜４０Ｗでは効率８０％以上という性能を発
揮することができ、かなり広範囲に亘って高効率化を図
ることができる。このような性能を発揮する電源は、従
来の技術ではかなり困難であった。また、本電源装置１
００は、低コストで上記性能を発揮できるという点にお
いても、従来技術よりも優れているため、様々な電子機
器の電源に利用でき、産業の発達に寄与することが期待
できる。

【００４０】以上説明したように、本実施の形態によれ
ば、ブリッジダイオード２が交流入力電源１を整流し、
モード切替制御回路７ｄがマイコン５０等からのスタン
バイ信号に応じて微小負荷連続モードと微小負荷間欠モ
ードとを適宜切替え、両モードにおいて部分共振とソフ
トドライブとを組み合わせた動作をさせるようにしたの
で、スタンバイ時の高効率化、低ノイズ化および出力の
低リップル化を全て図ることができる。

【００４１】また、微小負荷間欠モードでは、モード切
替制御回路７ｄが、交流入力電源１を全波整流した信号
に基づき交流入力電源１の２倍の周波数で、間欠動作を
行うと共に、その間欠動作のデューティをツェナダイオ
ード７３のツェナ電圧で設定できるよう構成したので、
スタンバイ効率と出力電圧のリップルとを適当に最適化
できるという効果も奏する。

【００４２】なお、本発明は、上記実施の形態に限定さ
れず、種々の変形実施が可能である。例えば、図５のモ
ード切替制御回路７ｄの構成を図１２のように変形して
も、上記と同様の効果を奏することができる。図１２
は、図５に示したモード切替制御回路７ｄの変形例を表
した回路図である。図１２のモード切替制御回路７ｄ１
では、二次側からのスタンバイ信号がＨＩＧＨのときは
連続発振で、ＬＯＷのときは間欠発振させる構成とした
もので、それ以外の作用および効果については上記と同
様である。また、入力電圧変動が大きい場合、微小負荷
間欠モードのデューティ比が変動してしまうことが顕著
となるような場合には、ツェナダイオード等を利用し、
ｇ点にカソード,ｄ点にアノード接続とした構造にする
と、入力電圧変動による微小負荷間欠モードのデューテ
ィ比変動は簡単に防止できる。更に、スイッチング電源
装置１００においては、起動抵抗として、抵抗１１,１
２,１３を用いたが、これらを削除して、モード切替制
御回路７ｄ内のｇ点電圧を利用して電源を起動させるよ
うにしてもよい。このようにすると、スイッチング電源
装置１００のコストを更に低減することができる。

【００４３】上記の他、スイッチング電源装置１００に
おいては、ＭＯＳＦＥＴ６を含む回路部品等を、ディス
クリート部品で構成した回路で説明したが、例えば、Ｍ
ＯＳＦＥＴ６、トリガ回路７ａ、オン抵抗制御回路７
ｂ、出力制御回路７ｃ、モード切替制御回路７ｄ、ブリ
ッジダイオード２等の回路構成部品を部分的に組み合わ
せてＩＣ化し、これらを絶縁樹脂パッケージに封止した
構造にしても本実施の形態と同様の作用および効果が得
られる。また、ＭＯＳＦＥＴ６に代えて、ＩＧＢＴを用
いたもの、ＭＯＳＦＥＴのドレイン領域の少なくとも一
部がショットキ障壁により形成されたＭＯＳトランジス
タ（例えば、特許第１７４７５０５号の縦型ＭＯＳトラ
ンジスタ）、ないしは、これと同様の構成としたいわゆ
るＳＩＧＢＴ（Ｓｃｈｏｔｔｋｙｃｏｎｔａｃｔｗ
ｉｔｈＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａ
ｒＴｒａｎｓｉｓｉｔｏｒ）を用いても、本実施の形
態と同様の作用および効果が得られる。

【００４４】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１ないし９
のいずれか１に記載のスイッチング電源装置によれば、
モード切替制御回路が連続発振モードと間欠発振モード
とを切替えて、いずれのモードにおいても共振手段がス
イッチング動作期間の内少なくとも一部の期間において
共振動作を行っていわゆる略ゼロボルトスイッチングを
させるようにしたので、スタンバイ時の高効率化、低ノ
イズ化および出力の低リップル化を全て図ることができ
るという効果を奏する。

【００４５】特に、請求項２に記載のスイッチング電源
装置によれば、オン抵抗制御部によって、第一の半導体
スイッチのオン抵抗をスイッチング電流の大きさに対応
して第一の半導体スイッチを制御するようにしたので、
更に低損失化、低ノイズ化を図ることができる。

【００４６】また、請求項３に記載のスイッチング電源
装置によれば、定格負荷の状態で、オン抵抗制御部の定
電流ドライブ回路が第一の半導体スイッチを定電流ドラ
イブするようにしたので、第一の半導体スイッチのオン
抵抗は、スイッチング電流の大きさに対応するよう制御
される。これにより、簡単な構成で第一の半導体スイッ
チのオン抵抗を最適化することが可能となる。

【００４７】更に、請求項５に記載のスイッチング電源
装置によれば、間欠発振モードでは、整流手段が商用電
源を全波整流して全波整流信号を生成し、モード切替制
御回路が全波整流信号の周波数と同じ周波数で、第一の
半導体スイッチを間欠発振させるようにしたので、出力
電圧のリップルが低減するという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装
置の構成を示す回路図である。

【図２】図１中のトリガ回路を表す回路図である。

【図３】図１中のオン抵抗制御部を表す回路図である。

【図４】図１中の出力制御回路を表す回路図である。

【図５】図１中のモード切替制御回路を表す回路図であ
る。

【図６】図１に示したスイッチング電源装置１００の微
小負荷連続モードにおけるＶＡＣＩＮ,Ｖｇ，ＶＤＳ，
ＩＤおよびＶＧＳの各部波形を表したものである。

【図７】図６の任意期間におけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ
波形を拡大したものである。

【図８】図１に示したスイッチング電源装置１００の微
小負荷間欠モードにおけるＶＡＣＩＮ,Ｖｇ，ＶＤＳ，
ＩＤおよびＶＧＳの各部波形を表したものである。

【図９】図８に示したｔ２〜ｔ４の期間におけるＶＤ
Ｓ,ＩＤ，ＶＧＳ波形を拡大したものである。

【図１０】図１に示したスイッチング電源装置１００の
定格負荷モードにおけるＶＡＣＩＮ,Ｖｇ，ＶＤＳ，Ｉ
ＤおよびＶＧＳの各部波形を表したものである。

【図１１】図１０中の任意期間におけるＶＤＳ,ＩＤ，
ＶＧＳ波形を拡大したものである。

【図１２】図４に示したモード切替制御回路７ｄの変形
例を表した回路図である。

【図１３】従来のスイッチング電源装置の構成を示す回
路図である。

【図１４】図１３に示したスイッチング電源装置２００
の微小負荷モードにおけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ波形を
表したものである。

【図１５】図１３に示したスイッチング電源装置２００
の定格負荷モードにおけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ波形を
表したものである。

【符号の説明】

１…交流入力電源２…ブリッジダイオード３…電解コンデンサ４…トランス５…整流回路６…ＭＯＳＦＥＴ７…スイッチング制御部７ａ…トリガ回路７ｂ…オン抵抗制御部７ｃ…出力制御回路７ｄ…モード切替制御回路１０…共振コンデンサ２０,２１，２２…抵抗４１…抵抗４２…トランジスタ４３…トランジスタ４５…ダイオード４４…抵抗７０,７１，７２…抵抗７３…ツェナダイオード７４…トランジスタ７５…ホトカプラ８０…間欠制御信号発生回路１００…スイッチング電源装置

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流手段と、一次巻
線、二次巻線および制御巻線を有するトランスと、スイ
ッチング動作を行う第一の半導体スイッチとを備えたス
イッチング電源装置において、前記スイッチング動作期間の内少なくとも一部の期間に
おいて共振動作を行う共振手段と、第一の半導体スイッ
チのスイッチング動作を連続的に発振させる連続発振モ
ードないしは前記商用電源に同期して間欠的に発振させ
る間欠発振モードのいずれかに切替えるモード切替制御
回路を有し第一の半導体スイッチのスイッチング動作を
ドライブ制御するスイッチング制御手段とを、備えたこ
とを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】前記スイッチング制御手段は、第一の半
導体スイッチのオン抵抗がスイッチング電流の大きさに
対応するように、前記第一の半導体スイッチのドライブ
を制御するオン抵抗制御部を備えたことを特徴とする請
求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】前記オン抵抗制御部は、定電流供給によ
って前記第一の半導体スイッチをドライブする定電流ド
ライブ回路を含むことを特徴とする請求項１または２い
ずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】前記間欠発振モードでは、前記整流手段
が前記商用電源を整流して整流信号を生成し、前記モー
ド切替制御回路が前記整流信号と同期して、第一の半導
体スイッチを間欠発振させることを特徴とする請求項１
乃至請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源
装置。
【請求項５】前記整流信号は、前記商用電源の全波を
整流した全波整流信号であることを特徴とする請求項４
に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】前記モード切替制御回路は、前記第一の
半導体スイッチをオンオフする第二の半導体スイッチ
と、前記全波整流信号を整形して前記間欠発振モードに
おける発振期間と停止期間とのデューティ比および間欠
発振の周波数を制御する間欠制御信号を生成する間欠制
御信号発生回路と、負荷の大きさ情報を含むスタンバイ
信号に対応して前記第二の半導体スイッチに前記間欠制
御信号を伝達する前記第三の半導体スイッチとを有する
ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装
置。
【請求項７】前記間欠制御信号発生回路は、前記全波
整流信号を電圧分割する分割抵抗と、この分割抵抗によ
って分割された分割電圧をクランプして前記デューティ
比を設定するツェナダイオードとを有し、前記第三の半
導体スイッチは、光信号によってオンオフするトランジ
スタであることを特徴とする請求項６に記載のスイッチ
ング電源装置。
【請求項８】スイッチング制御手段は、第一の半導体
スイッチがオンし得る電荷量を前記第一の半導体スイッ
チに供給するトリガ回路と、出力電圧が一定になるよう
に前記第一の半導体スイッチのオンオフ期間を制御する
出力制御回路とを有することを特徴とする請求項１乃至
請求項７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装
置。
【請求項９】第一の半導体スイッチは、ＭＯＳＦＥ
Ｔ、ＩＧＢＴ、または、ＭＯＳＦＥＴのドレイン領域の
少なくとも一部がショットキ障壁により形成されたＭＯ
Ｓトランジスタであることを特徴とする請求項１乃至は
請求項８いずれか１項に記載のスイッチング電源装置。