JPH05184156A - インバータ装置の制御装置 - Google Patents
インバータ装置の制御装置Info
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- JPH05184156A JPH05184156A JP4001494A JP149492A JPH05184156A JP H05184156 A JPH05184156 A JP H05184156A JP 4001494 A JP4001494 A JP 4001494A JP 149492 A JP149492 A JP 149492A JP H05184156 A JPH05184156 A JP H05184156A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 ３相交流出力の各相から３つのレベルの電位
を選択できる並列多重の３レベルインバータ装置におい
て、出力電圧の高調波成分を少なくし、直流側コンデン
サの容量を小さくするインバータ装置の制御装置を得
る。 【構成】 三角波ＳＴ1，ＳＴ2，ＳＴ3を発生する三角
波発生器２０，３０，４０と、第１電位の変調信号波Ｓ
Ua，ＳVa，ＳWaを発生する第１の変調信号波発生器５０
ａと、第２の変調信号波ＳUb，ＳVb，ＳWbを発生する第
２の変調信号波発生器５０ｂと、三角波ＳＴ1，ＳＴ2，
ＳＴ3と夫々第１の変調信号波ＳUa，ＳVa，ＳWaおよび
第２の変調信号波ＳUb，ＳVb，ＳWbとを比較してパルス
幅変調された駆動信号を発生する比較器２１ａ，２１
ｂ，３１ａ，３１ｂ，４１ａ，４１ｂとを備え、三角波
発生器２０，３０，４０が発生する三角波ＳＴ1，Ｓ
Ｔ2，ＳＴ3の位相を各グループ毎にずらすように構成す
る。
を選択できる並列多重の３レベルインバータ装置におい
て、出力電圧の高調波成分を少なくし、直流側コンデン
サの容量を小さくするインバータ装置の制御装置を得
る。 【構成】 三角波ＳＴ1，ＳＴ2，ＳＴ3を発生する三角
波発生器２０，３０，４０と、第１電位の変調信号波Ｓ
Ua，ＳVa，ＳWaを発生する第１の変調信号波発生器５０
ａと、第２の変調信号波ＳUb，ＳVb，ＳWbを発生する第
２の変調信号波発生器５０ｂと、三角波ＳＴ1，ＳＴ2，
ＳＴ3と夫々第１の変調信号波ＳUa，ＳVa，ＳWaおよび
第２の変調信号波ＳUb，ＳVb，ＳWbとを比較してパルス
幅変調された駆動信号を発生する比較器２１ａ，２１
ｂ，３１ａ，３１ｂ，４１ａ，４１ｂとを備え、三角波
発生器２０，３０，４０が発生する三角波ＳＴ1，Ｓ
Ｔ2，ＳＴ3の位相を各グループ毎にずらすように構成す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、インバータ装置の制
御装置に関し、特に複数のインバータ装置が並列接続さ
れた並列多重方式のインバータ装置の制御装置に関する
ものである。
御装置に関し、特に複数のインバータ装置が並列接続さ
れた並列多重方式のインバータ装置の制御装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図１２は例えば特開昭６４−４７２７７
号公報に示された交流出力の各相から３つのレベルの電
位を選択できる慣用の３レベルインバータ装置を示す構
成図である。図において、１は直流電源、２ａ，２ｂは
直流電源１間に直列接続された同一容量のコンデンサ、
３ａ〜３ｄは直流電源１とコンデンサ２ａの接続点Ｐ及
び直流電源１とコンデンサ２ｂの接続点Ｎの間に直列接
続されたスイッチングトランジスタ、４ａ〜４ｄはそれ
ぞれスイッチングトランジスタ３ａ〜３ｄに逆並列接続
されたダ、４ｅ，４ｆはそれぞれスイッチングトランジ
スタ３ａのエミッタとスイッチングトランジスタ３ｂの
接続点およびスイッチングトランジスタ３ｃのエミッタ
とスイッチングトランジスタ３ｄのコレクタの接続点を
中性点電位０にクランプするためのダイオードであり、
これらスイッチングトランジスタ３ａ〜３ｄ、ダイオー
ド４ａ〜４ｆの構成要素で破線で示されているＵ相のイ
ンバータ１１Ｕを構成している。Ｖ相のインバータ１１
Ｖ、Ｗ相のインバータ１１Ｗについてもスイッチングト
ランジスタ３ａ〜３ｄ、ダイオード４ａ〜４ｆが用いら
れ、同様に構成されている。
号公報に示された交流出力の各相から３つのレベルの電
位を選択できる慣用の３レベルインバータ装置を示す構
成図である。図において、１は直流電源、２ａ，２ｂは
直流電源１間に直列接続された同一容量のコンデンサ、
３ａ〜３ｄは直流電源１とコンデンサ２ａの接続点Ｐ及
び直流電源１とコンデンサ２ｂの接続点Ｎの間に直列接
続されたスイッチングトランジスタ、４ａ〜４ｄはそれ
ぞれスイッチングトランジスタ３ａ〜３ｄに逆並列接続
されたダ、４ｅ，４ｆはそれぞれスイッチングトランジ
スタ３ａのエミッタとスイッチングトランジスタ３ｂの
接続点およびスイッチングトランジスタ３ｃのエミッタ
とスイッチングトランジスタ３ｄのコレクタの接続点を
中性点電位０にクランプするためのダイオードであり、
これらスイッチングトランジスタ３ａ〜３ｄ、ダイオー
ド４ａ〜４ｆの構成要素で破線で示されているＵ相のイ
ンバータ１１Ｕを構成している。Ｖ相のインバータ１１
Ｖ、Ｗ相のインバータ１１Ｗについてもスイッチングト
ランジスタ３ａ〜３ｄ、ダイオード４ａ〜４ｆが用いら
れ、同様に構成されている。
【０００３】次に図１２の動作について説明する。い
ま、直流電源１の電圧をＥｄとすれば、コンデンサ２
ａ，２ｂには通常Ｅｄ／２づつ印化され、コンデンサ２
ａ，２ｂ同士の接続点電位を基準電位０と考えると、Ｕ
相インバータ１１Ｕの出力端子Ｕの電位は、スイッチン
グトランジスタ３ａと３ｂを駆動すればＥｄ／２に、ス
イッチングトランジスタ３ｃと３ｄを駆動すれば−Ｅｄ
／２に、スイッチングトランジスタ３ｂと３ｃを駆動す
れば０になり、３つのレベル電位を選択できる。Ｖ相、
Ｗ相についても同様であるからＵ−Ｖ間にはＥｄ，Ｅｄ
／２，０，−Ｅｄ／２，−Ｅｄの５つのレベルが得ら
れ、このレベル間でパルス幅変調（ＰＷＭ）を行えば、
通常の各相２レベル、線間３レベルの場合に比べ、ＰＷ
Ｍのスイッチングに伴う電位変動は１／２に減少、その
分、高調波成分が低減され、トルクリップルを減らすこ
とができる。
ま、直流電源１の電圧をＥｄとすれば、コンデンサ２
ａ，２ｂには通常Ｅｄ／２づつ印化され、コンデンサ２
ａ，２ｂ同士の接続点電位を基準電位０と考えると、Ｕ
相インバータ１１Ｕの出力端子Ｕの電位は、スイッチン
グトランジスタ３ａと３ｂを駆動すればＥｄ／２に、ス
イッチングトランジスタ３ｃと３ｄを駆動すれば−Ｅｄ
／２に、スイッチングトランジスタ３ｂと３ｃを駆動す
れば０になり、３つのレベル電位を選択できる。Ｖ相、
Ｗ相についても同様であるからＵ−Ｖ間にはＥｄ，Ｅｄ
／２，０，−Ｅｄ／２，−Ｅｄの５つのレベルが得ら
れ、このレベル間でパルス幅変調（ＰＷＭ）を行えば、
通常の各相２レベル、線間３レベルの場合に比べ、ＰＷ
Ｍのスイッチングに伴う電位変動は１／２に減少、その
分、高調波成分が低減され、トルクリップルを減らすこ
とができる。
【０００４】また、図１３は図１２で示されたような３
レベルインバータ装置に適用される従来のインバータ装
置の制御装置を示す構成図である。図において、５ａは
正の振幅の三角波を発生する三角波発生器、５ｂは負の
振幅の三角波を発生する三角波発生器、６は３相交流出
力の３レベルインバータ装置出力Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の基本
波に対応した変調信号波となる正弦波を発生する変調信
号波発生器、７は上記三角波と変調信号波の同期を取る
ためのクロック発生回路、８ａは正の振幅の三角波と変
調信号波を比較する比較器、８ｂは負の振幅の三角波と
変調信号波を比較する比較器、９ａおよび９ｂは夫々比
較器８ａ，８ｂの出力側に接続された論理反転回路、１
０ａ〜１０ｄは夫々の比較器８ａ、論理反転回路９ｂ、
論理反転回路９ａ、比較器１０ｄに接続された出力端子
であって、これ等の出力端子１０ａ〜１０ｄは、夫々図
１２の各相の対応したスイッチングトランジスタ３ａ〜
３ｄのベースに駆動信号を供給する。
レベルインバータ装置に適用される従来のインバータ装
置の制御装置を示す構成図である。図において、５ａは
正の振幅の三角波を発生する三角波発生器、５ｂは負の
振幅の三角波を発生する三角波発生器、６は３相交流出
力の３レベルインバータ装置出力Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の基本
波に対応した変調信号波となる正弦波を発生する変調信
号波発生器、７は上記三角波と変調信号波の同期を取る
ためのクロック発生回路、８ａは正の振幅の三角波と変
調信号波を比較する比較器、８ｂは負の振幅の三角波と
変調信号波を比較する比較器、９ａおよび９ｂは夫々比
較器８ａ，８ｂの出力側に接続された論理反転回路、１
０ａ〜１０ｄは夫々の比較器８ａ、論理反転回路９ｂ、
論理反転回路９ａ、比較器１０ｄに接続された出力端子
であって、これ等の出力端子１０ａ〜１０ｄは、夫々図
１２の各相の対応したスイッチングトランジスタ３ａ〜
３ｄのベースに駆動信号を供給する。
【０００５】次に図１３の動作について図１４を参照し
て説明する。三角波発生器５ａは、図１４に示すよう
に、上限が１、下限が０の正の振幅の三角波Ｓ1を発生
し、各相の比較器８ａに供給する。また、三角波発生器
５ｂは、図１４に示すように、上限が０、下限が−１、
すなわち三角波発生器５ａからの三角波Ｓ1を１だけ負
バイアスした負の振幅の三角波Ｓ2を発生し、各相の比
較器８ｂに供給する。変調信号波発生器６は、図１４に
示すように、夫々所定量位相的にシフトされた変調信号
波としての各相に対応した正弦波ＳU，ＳV，ＳWを発生
し、夫々各相の比較器８ａ及び８ｂに供給する。
て説明する。三角波発生器５ａは、図１４に示すよう
に、上限が１、下限が０の正の振幅の三角波Ｓ1を発生
し、各相の比較器８ａに供給する。また、三角波発生器
５ｂは、図１４に示すように、上限が０、下限が−１、
すなわち三角波発生器５ａからの三角波Ｓ1を１だけ負
バイアスした負の振幅の三角波Ｓ2を発生し、各相の比
較器８ｂに供給する。変調信号波発生器６は、図１４に
示すように、夫々所定量位相的にシフトされた変調信号
波としての各相に対応した正弦波ＳU，ＳV，ＳWを発生
し、夫々各相の比較器８ａ及び８ｂに供給する。
【０００６】各相の比較器８ａは、入力された三角波Ｓ
1と各相の正弦波ＳU，ＳV，ＳWを夫々比較し、その出力
信号を直接出力端子１０ａに出力すると共に、論理反転
回路９ａを介して出力端子１０ｃに出力する。図１４に
は、このときの出力端子１０ａに得られるＵ相の比較器
８ａの出力信号のみを代表的に示している。また、各相
の比較器８ｂは、入力された三角波Ｓ2と各相の正弦波
ＳU，ＳV，ＳWを夫々比較し、その出力信号を直接出力
端子１０ｄに出力すると共に、論理反転回路９ｂを介し
て出力端子１０ｂに出力する。図１４には、このときの
出力端子１０ｄに得られるＵ相の比較器８ｂの出力信号
のみを代表的に示している。このようにして出力端子１
０ａ〜１０ｄに得られた出力信号は、夫々図１２の対応
するスイッチングトランジスタ３ａ〜３ｄのベースに駆
動信号として供給され、パルス増幅制御が行われる。図
１４には、このとき図１２のインバータ１１Ｕの出力端
子Ｕとインバータ１１Ｖの出力端子Ｖに得られる電圧お
よび出力端子Ｕ・Ｖ間の電圧を代表的に示している。
1と各相の正弦波ＳU，ＳV，ＳWを夫々比較し、その出力
信号を直接出力端子１０ａに出力すると共に、論理反転
回路９ａを介して出力端子１０ｃに出力する。図１４に
は、このときの出力端子１０ａに得られるＵ相の比較器
８ａの出力信号のみを代表的に示している。また、各相
の比較器８ｂは、入力された三角波Ｓ2と各相の正弦波
ＳU，ＳV，ＳWを夫々比較し、その出力信号を直接出力
端子１０ｄに出力すると共に、論理反転回路９ｂを介し
て出力端子１０ｂに出力する。図１４には、このときの
出力端子１０ｄに得られるＵ相の比較器８ｂの出力信号
のみを代表的に示している。このようにして出力端子１
０ａ〜１０ｄに得られた出力信号は、夫々図１２の対応
するスイッチングトランジスタ３ａ〜３ｄのベースに駆
動信号として供給され、パルス増幅制御が行われる。図
１４には、このとき図１２のインバータ１１Ｕの出力端
子Ｕとインバータ１１Ｖの出力端子Ｖに得られる電圧お
よび出力端子Ｕ・Ｖ間の電圧を代表的に示している。
【０００７】図１５は上述の如きパルス幅制御に基づく
図１２における３レベルインバータ装置の３相交流出力
電圧のうち、代表的にＵ相交流出力電圧のシミュレーシ
ョン波形（図１５ａ）と、直流側電流リップルのシミュ
レーション波形（図１５ｂ）を示すもので、図１５
（ａ）により交流出力電圧の高調波含有率が大きく、図
１５（ｂ）により直流側電流リップル（単位はパーユニ
ット：Ｐ．Ｕ）も大きくなっていることを示している。
図１２における３レベルインバータ装置の３相交流出力
電圧のうち、代表的にＵ相交流出力電圧のシミュレーシ
ョン波形（図１５ａ）と、直流側電流リップルのシミュ
レーション波形（図１５ｂ）を示すもので、図１５
（ａ）により交流出力電圧の高調波含有率が大きく、図
１５（ｂ）により直流側電流リップル（単位はパーユニ
ット：Ｐ．Ｕ）も大きくなっていることを示している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ装置
の制御装置は以上のように構成されているので、これに
より駆動されるインバータ装置の交流出力電圧の高調波
含有率が大きく、また、直流側電流リップルが大きくな
り、インバータ装置の電源側に大容量のコンデンサが必
要となるなどの問題点があった。
の制御装置は以上のように構成されているので、これに
より駆動されるインバータ装置の交流出力電圧の高調波
含有率が大きく、また、直流側電流リップルが大きくな
り、インバータ装置の電源側に大容量のコンデンサが必
要となるなどの問題点があった。
【０００９】この発明は、このような問題点を解決する
ためになされたもので、高調波含有率が小さくでき、ま
た、直流側コンデンサの容量を小さくして装置を小型化
できるインバータ装置の制御装置を得ることを目的とす
る。
ためになされたもので、高調波含有率が小さくでき、ま
た、直流側コンデンサの容量を小さくして装置を小型化
できるインバータ装置の制御装置を得ることを目的とす
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るイ
ンバータ装置の制御装置は、正と負の振幅を有する三角
波を発生する三角波発生手段と、正側に所定のバイアス
分だけずらした第１電位の変調信号波を発生する第１の
変調信号波発生手段と、負側に所定の電位バイアス分だ
けずらした第２の変調信号波を発生する第２の変調信号
波発生手段と、上記三角波と夫々第１の変調波信号波お
よび第２の変調信号波とを比較してパルス幅変調された
駆動信号を発生するパルス幅変調手段とを備えたもので
ある。
ンバータ装置の制御装置は、正と負の振幅を有する三角
波を発生する三角波発生手段と、正側に所定のバイアス
分だけずらした第１電位の変調信号波を発生する第１の
変調信号波発生手段と、負側に所定の電位バイアス分だ
けずらした第２の変調信号波を発生する第２の変調信号
波発生手段と、上記三角波と夫々第１の変調波信号波お
よび第２の変調信号波とを比較してパルス幅変調された
駆動信号を発生するパルス幅変調手段とを備えたもので
ある。
【００１１】請求項２の発明に係るインバータ装置の制
御装置は、各グループ毎に設けられ、正と負の振幅を有
する三角波を発生する三角波発生手段と、各グループに
共通に設けられ、正側に所定のバイアス分だけずらした
第１電位の変調信号波を発生する第１の変調信号波発生
手段と、各グループに共通に設けられ、負側に所定の電
位バイアス分だけずらした第２の変調信号波を発生する
第２の変調信号波手段と、各グループ毎に設けられ、上
記三角波と夫々第１の変調波信号波および第２の変調信
号波とを比較してパルス幅変調された駆動信号を発生す
るパルス幅変調手段とを備えたものである。
御装置は、各グループ毎に設けられ、正と負の振幅を有
する三角波を発生する三角波発生手段と、各グループに
共通に設けられ、正側に所定のバイアス分だけずらした
第１電位の変調信号波を発生する第１の変調信号波発生
手段と、各グループに共通に設けられ、負側に所定の電
位バイアス分だけずらした第２の変調信号波を発生する
第２の変調信号波手段と、各グループ毎に設けられ、上
記三角波と夫々第１の変調波信号波および第２の変調信
号波とを比較してパルス幅変調された駆動信号を発生す
るパルス幅変調手段とを備えたものである。
【００１２】請求項３の発明に係るインバータ装置の制
御装置は、各グループ毎に設けられ、正と負の振幅を有
する三角波を発生する三角波発生手段と、各グループに
共通に設けられ、正側に所定のバイアス分だけずらした
第１電位の変調信号波を発生する第１の変調信号波発生
手段と、各グループに共通に設けられ、負側に所定の電
位バイアス分だけずらした第２の変調信号波を発生する
第２の変調信号波発生手段と、各グループ毎に設けら
れ、上記三角波と夫々第１の変調波信号波および第２の
変調信号波とを比較してパルス幅変調された駆動信号を
発生するパルス幅変調手段とを備えたものである。
御装置は、各グループ毎に設けられ、正と負の振幅を有
する三角波を発生する三角波発生手段と、各グループに
共通に設けられ、正側に所定のバイアス分だけずらした
第１電位の変調信号波を発生する第１の変調信号波発生
手段と、各グループに共通に設けられ、負側に所定の電
位バイアス分だけずらした第２の変調信号波を発生する
第２の変調信号波発生手段と、各グループ毎に設けら
れ、上記三角波と夫々第１の変調波信号波および第２の
変調信号波とを比較してパルス幅変調された駆動信号を
発生するパルス幅変調手段とを備えたものである。
【００１３】
【作用】請求項１の発明においては、正と負の振幅を有
する三角波と、夫々インバータ装置の出力波形の基本波
成分に相当する第１の変調信号波及びこれより電位１／
２のバイアス分だけずらした第２の変調信号波とを比較
してパルス幅変調された駆動信号を形成し、この駆動信
号によりインバータ装置を駆動する。これにより、イン
バータ装置における低次の直流側電流リップルが少なく
なり、インバータ装置の電源側のコンデンサの容量を小
さくできる。
する三角波と、夫々インバータ装置の出力波形の基本波
成分に相当する第１の変調信号波及びこれより電位１／
２のバイアス分だけずらした第２の変調信号波とを比較
してパルス幅変調された駆動信号を形成し、この駆動信
号によりインバータ装置を駆動する。これにより、イン
バータ装置における低次の直流側電流リップルが少なく
なり、インバータ装置の電源側のコンデンサの容量を小
さくできる。
【００１４】請求項２の発明においては、各グループ毎
に正と負の振幅を有する三角波と、夫々インバータ装置
の出力波形の基本波成分に相当する第１の変調信号波及
びこれより電位１／２のバイアス分だけずらした第２の
変調信号波とを比較してパルス幅変調された駆動信号を
形成し、これ等の駆動信号により並列多重の各インバー
タ装置を駆動する。これにより、各インバータ装置にお
ける低次の直流側電流リップルが少なくなり、各インバ
ータ装置の電源側のコンデンサの容量を小さくできる。
に正と負の振幅を有する三角波と、夫々インバータ装置
の出力波形の基本波成分に相当する第１の変調信号波及
びこれより電位１／２のバイアス分だけずらした第２の
変調信号波とを比較してパルス幅変調された駆動信号を
形成し、これ等の駆動信号により並列多重の各インバー
タ装置を駆動する。これにより、各インバータ装置にお
ける低次の直流側電流リップルが少なくなり、各インバ
ータ装置の電源側のコンデンサの容量を小さくできる。
【００１５】請求項３の発明においては、各グループ毎
に位相をずらした正と負の振幅を有する三角波と、夫々
インバータ装置の出力波形の基本波成分に相当する第１
の変調信号波及びこれより電位１／２のバイアス分だけ
ずらした第２の変調信号波とを比較してパルス幅変調さ
れた駆動信号を形成し、これ等の駆動信号により並列多
重の各インバータ装置を駆動する。これにより、各イン
バータ装置における低次の直流側電流リップルが少なく
なり、各インバータ装置の電源側のコンデンサの容量を
小さくでき、また３相交流出力電圧の低次の高調波含有
率を低減できる。
に位相をずらした正と負の振幅を有する三角波と、夫々
インバータ装置の出力波形の基本波成分に相当する第１
の変調信号波及びこれより電位１／２のバイアス分だけ
ずらした第２の変調信号波とを比較してパルス幅変調さ
れた駆動信号を形成し、これ等の駆動信号により並列多
重の各インバータ装置を駆動する。これにより、各イン
バータ装置における低次の直流側電流リップルが少なく
なり、各インバータ装置の電源側のコンデンサの容量を
小さくでき、また３相交流出力電圧の低次の高調波含有
率を低減できる。
【００１６】
【実施例】実施例１．以下、この発明の一実施例を、並
列多重接続された複数のインバータ装置に適用した場合
を例にとり、図について説明する。図１はこの発明の一
実施例を示す構成図である。図１において、２０は図２
のグループ１Ｇのインバータ装置用の正と負の振幅を有
する三角波を発生する三角波発生器、３０は図２のグル
ープ２Ｇのインバータ装置用の正と負の振幅を有する三
角波を発生する三角波発生器、４０は図２のグループｎ
Ｇのインバータ装置用の正と負の振幅を有する三角波を
発生する三角波発生器であって、これ等３つの三角波
は、例えば正側ピークの最大値を１、負側ピークの最小
値を−１に固定し、各グループでその各位相をそれぞれ
３６０°／ｎずらせるものとする。ここで、ｎは並列多
重接続されるインバータ装置の数である。
列多重接続された複数のインバータ装置に適用した場合
を例にとり、図について説明する。図１はこの発明の一
実施例を示す構成図である。図１において、２０は図２
のグループ１Ｇのインバータ装置用の正と負の振幅を有
する三角波を発生する三角波発生器、３０は図２のグル
ープ２Ｇのインバータ装置用の正と負の振幅を有する三
角波を発生する三角波発生器、４０は図２のグループｎ
Ｇのインバータ装置用の正と負の振幅を有する三角波を
発生する三角波発生器であって、これ等３つの三角波
は、例えば正側ピークの最大値を１、負側ピークの最小
値を−１に固定し、各グループでその各位相をそれぞれ
３６０°／ｎずらせるものとする。ここで、ｎは並列多
重接続されるインバータ装置の数である。
【００１７】また、５０ａは各グループに共通に設けら
れ、インバータ装置出力Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の基本波に対応
した第１の変調信号波として正側にずらした正弦波を発
生する第１の変調信号波発生手段としての変調信号波発
生器、５０ｂは同じく各グループに共通に設けられ、イ
ンバータ装置出力Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の基本波に対応した第
２の変調信号波として負側にずらした正弦波を発生する
第２の変調信号波発生手段としての変調信号波発生器で
あって、これ等２つの変調信号波は例えば正側ピークの
最大値を１.３、負側ピークの最小値を−１.３に固定
し、電位１／２のバイアス分だけずらすものとする。
れ、インバータ装置出力Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の基本波に対応
した第１の変調信号波として正側にずらした正弦波を発
生する第１の変調信号波発生手段としての変調信号波発
生器、５０ｂは同じく各グループに共通に設けられ、イ
ンバータ装置出力Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の基本波に対応した第
２の変調信号波として負側にずらした正弦波を発生する
第２の変調信号波発生手段としての変調信号波発生器で
あって、これ等２つの変調信号波は例えば正側ピークの
最大値を１.３、負側ピークの最小値を−１.３に固定
し、電位１／２のバイアス分だけずらすものとする。
【００１８】また、２１ａおよび２２ｂは各相毎に設け
られ、三角波発生器２０からの三角波と、夫々変調信号
波発生器５０ａおよび５０ｂからの変調信号波とを比較
し、パルス幅変調を行ってパルス列の駆動信号を発生す
るパルス幅変調手段としての比較器、３１ａおよび３１
ｂは各相毎に設けられ、三角波発生器３０からの三角波
と、夫々変調信号波発生器５０ａおよび５０ｂからの変
調信号波とを比較し、パルス幅変調を行ってパルス列の
駆動信号を発生するパルス幅変調手段としての比較器、
４１ａおよび４１ｂは各相毎に設けられ、三角波発生器
４０からの三角波と、夫々変調信号波発生器５０ａおよ
び５０ｂからの変調信号波とを比較し、パルス幅変調を
行ってパルス列の駆動信号を発生するパルス幅変調手段
６としての比較器、２２ａおよび２２ｂは夫々比較器２
１ａ，２１ｂの出力側に接続された論理反転回路、３２
ａおよび３２ｂは夫々比較器３１ａ，３１ｂの出力側に
接続された論理反転回路、４２ａおよび４２ｂは夫々比
較器４１ａ，４１ｂの出力側に接続された論理反転回路
である。
られ、三角波発生器２０からの三角波と、夫々変調信号
波発生器５０ａおよび５０ｂからの変調信号波とを比較
し、パルス幅変調を行ってパルス列の駆動信号を発生す
るパルス幅変調手段としての比較器、３１ａおよび３１
ｂは各相毎に設けられ、三角波発生器３０からの三角波
と、夫々変調信号波発生器５０ａおよび５０ｂからの変
調信号波とを比較し、パルス幅変調を行ってパルス列の
駆動信号を発生するパルス幅変調手段としての比較器、
４１ａおよび４１ｂは各相毎に設けられ、三角波発生器
４０からの三角波と、夫々変調信号波発生器５０ａおよ
び５０ｂからの変調信号波とを比較し、パルス幅変調を
行ってパルス列の駆動信号を発生するパルス幅変調手段
６としての比較器、２２ａおよび２２ｂは夫々比較器２
１ａ，２１ｂの出力側に接続された論理反転回路、３２
ａおよび３２ｂは夫々比較器３１ａ，３１ｂの出力側に
接続された論理反転回路、４２ａおよび４２ｂは夫々比
較器４１ａ，４１ｂの出力側に接続された論理反転回路
である。
【００１９】また、２３ａ〜２３ｂは夫々比較器２１
ａ、論理反転回路２２ｂ、論理反転回路２２ａ、比較器
２１ｂに接続された出力端子であって、出力端子２３ａ
は、図２に示すグループ１Ｇのインバータ装置の第４の
スイッチングトランジスタ（図１２のスイッチングトラ
ンジスタ３ｄに対応）のベースに、出力端子２３ｂは同
じく第３のスイッチングトランジスタ（図１２のスイツ
チングトランジスタ３ｃに対応）のベースに、出力端子
２３ｃは同じく第２のスイッチングトランジスタ（図１
２のスイッチングトランジスタ３ｂに対応）のベース
に、出力端子２３ｄは同じく第１のスイッチングトラン
ジスタ（図１２のスイッチングトランジスタ３ａに対
応）のベースに夫々駆動信号を供給する。また、３３ａ
〜３３ｄは夫々比較器３１ａ、論理反転回路３２ｂ、論
理反転回路３２ａ、比較器３１ｂに接続された出力端子
であって、各出力端子３３ａ〜３３ｄは、同様に図２に
示すグループ２Ｇのインバータ装置の各スイッチングト
ランジスタのベースに駆動信号を供給する。また、４３
ａ〜４３ｄは夫々比較器４１ａ、論理反転回路４２ｂ、
論理反転回路４２ａ、比較器４１ｂに接続された出力端
子であって、各出力端子４３ａ〜４３ｄは、同様に図２
に示すグループｎＧのインバータ装置の各スイッチング
トランジスタのベースに駆動信号を供給する。なお、図
示せずも、三角波発生器２０，３０，４０と変調信号波
発生器５０ａ，５０ｂは同一のクロックパルス発生回路
により同期がとれているものとする。
ａ、論理反転回路２２ｂ、論理反転回路２２ａ、比較器
２１ｂに接続された出力端子であって、出力端子２３ａ
は、図２に示すグループ１Ｇのインバータ装置の第４の
スイッチングトランジスタ（図１２のスイッチングトラ
ンジスタ３ｄに対応）のベースに、出力端子２３ｂは同
じく第３のスイッチングトランジスタ（図１２のスイツ
チングトランジスタ３ｃに対応）のベースに、出力端子
２３ｃは同じく第２のスイッチングトランジスタ（図１
２のスイッチングトランジスタ３ｂに対応）のベース
に、出力端子２３ｄは同じく第１のスイッチングトラン
ジスタ（図１２のスイッチングトランジスタ３ａに対
応）のベースに夫々駆動信号を供給する。また、３３ａ
〜３３ｄは夫々比較器３１ａ、論理反転回路３２ｂ、論
理反転回路３２ａ、比較器３１ｂに接続された出力端子
であって、各出力端子３３ａ〜３３ｄは、同様に図２に
示すグループ２Ｇのインバータ装置の各スイッチングト
ランジスタのベースに駆動信号を供給する。また、４３
ａ〜４３ｄは夫々比較器４１ａ、論理反転回路４２ｂ、
論理反転回路４２ａ、比較器４１ｂに接続された出力端
子であって、各出力端子４３ａ〜４３ｄは、同様に図２
に示すグループｎＧのインバータ装置の各スイッチング
トランジスタのベースに駆動信号を供給する。なお、図
示せずも、三角波発生器２０，３０，４０と変調信号波
発生器５０ａ，５０ｂは同一のクロックパルス発生回路
により同期がとれているものとする。
【００２０】図２は図１の制御装置が適用される、例え
ば図１２で示したような３相交流出力の３レベルインバ
ータ装置を交流リアクトルを介して複数台並列接続して
なる並列多重のインバータ装置を示す構成図であり、図
において、１ＧＵ，１ＧＶ，１ＧＷはグループ１Ｇのイ
ンバータ装置を構成する夫々Ｕ相用、Ｖ相用、Ｗ相用の
インバータ、２ＧＵ，２ＧＶ，２ＧＷはグループ２Ｇの
インバータ装置を構成する夫々Ｕ相用、Ｖ相用、Ｗ相用
のインバータ、ｎＧＵ，ｎＧＶ，ｎＧＷはグループｎＧ
のインバータ装置を構成する夫々Ｕ相用、Ｖ相用、Ｗ相
用のインバータ、６１ａ，６１ｂはグループ１Ｇのイン
バータ装置の電源側のＰ−Ｎ間に直列接続されたコンデ
ンサ、６２ａ，６２ｂはグループ２Ｇのインバータ装置
の電源側のＰ−Ｎ間に直列接続されたコンデンサ、６３
ａ，６３ｂはグループｎＧのインバータ装置の電源側の
Ｐ−Ｎ間に直列接続されたコンデンサ、６４ａ〜６４ｃ
は夫々各グループのインバータ装置の出力側に接続され
た交流リアクトルであり、これ等交流リアクトル６４ａ
〜６４ｃの出力端は共通接続された後発電機等の負荷に
接続される。なお、コンデンサ６１ａと６１ｂ，６２ａ
と６２ｂ，６３ａと６３ｂは同一容量を有し、交流リア
クトル６４ａ〜６４ｃは同一インピーダンスを有する。
ば図１２で示したような３相交流出力の３レベルインバ
ータ装置を交流リアクトルを介して複数台並列接続して
なる並列多重のインバータ装置を示す構成図であり、図
において、１ＧＵ，１ＧＶ，１ＧＷはグループ１Ｇのイ
ンバータ装置を構成する夫々Ｕ相用、Ｖ相用、Ｗ相用の
インバータ、２ＧＵ，２ＧＶ，２ＧＷはグループ２Ｇの
インバータ装置を構成する夫々Ｕ相用、Ｖ相用、Ｗ相用
のインバータ、ｎＧＵ，ｎＧＶ，ｎＧＷはグループｎＧ
のインバータ装置を構成する夫々Ｕ相用、Ｖ相用、Ｗ相
用のインバータ、６１ａ，６１ｂはグループ１Ｇのイン
バータ装置の電源側のＰ−Ｎ間に直列接続されたコンデ
ンサ、６２ａ，６２ｂはグループ２Ｇのインバータ装置
の電源側のＰ−Ｎ間に直列接続されたコンデンサ、６３
ａ，６３ｂはグループｎＧのインバータ装置の電源側の
Ｐ−Ｎ間に直列接続されたコンデンサ、６４ａ〜６４ｃ
は夫々各グループのインバータ装置の出力側に接続され
た交流リアクトルであり、これ等交流リアクトル６４ａ
〜６４ｃの出力端は共通接続された後発電機等の負荷に
接続される。なお、コンデンサ６１ａと６１ｂ，６２ａ
と６２ｂ，６３ａと６３ｂは同一容量を有し、交流リア
クトル６４ａ〜６４ｃは同一インピーダンスを有する。
【００２１】次に図１の動作を代表的にグループ１Ｇの
インバータ装置について図３および図４を参照して説明
する。三角波発生器２０は、図３および図４に示すよう
に、正側ピーク値が１、負側ピーク値が−１の正と負の
振幅を有する三角波ＳT1を発生し、各相の比較器２１
ａ，２１ｂに供給する。変調信号波発生器５０ａは、夫
々所定量位相的にシフトされた変調信号波としての各相
に対応した正弦波ＳUa，ＳVa，ＳWaを発生し、夫々各相
の比較器２１ａに供給する。また、変調信号波発生器５
０ｂは、夫々所定量位相的にシフトされた変調信号波と
しての各相に対応した正弦波ＳUb，ＳVb，ＳWbを発生
し、夫々各相の比較器２１ｂに供給する。
インバータ装置について図３および図４を参照して説明
する。三角波発生器２０は、図３および図４に示すよう
に、正側ピーク値が１、負側ピーク値が−１の正と負の
振幅を有する三角波ＳT1を発生し、各相の比較器２１
ａ，２１ｂに供給する。変調信号波発生器５０ａは、夫
々所定量位相的にシフトされた変調信号波としての各相
に対応した正弦波ＳUa，ＳVa，ＳWaを発生し、夫々各相
の比較器２１ａに供給する。また、変調信号波発生器５
０ｂは、夫々所定量位相的にシフトされた変調信号波と
しての各相に対応した正弦波ＳUb，ＳVb，ＳWbを発生
し、夫々各相の比較器２１ｂに供給する。
【００２２】ここで、図３に示すように、変調信号波発
生器５０ａからの正弦波ＳUaは正側ピーク値を１、負側
ピーク値を−１とする正弦波に対して、例えば正側に電
位１／４分だけシフトされ、変調信号波発生器５０ｂか
らの正弦波ＳUbは正側ピーク値を１、負側ピーク値を−
１とする正弦波に対して、例えば負側に電位１／４分だ
けシフトされたものとし、従って、正弦波ＳUaとＳUbの
シフトする電位差ａは１／２であり、また、正弦波ＳUa
とＳUbの正側のピーク最大値は１.３、負側のピーク最
小値は−１.３で、正弦波ＳUaとＳUbの正側のピーク最
大値と負側のピーク最小値の差Ｈは２.６である。つま
り、２つの正弦波ＳUaとＳUbは正側のピーク最大値を
１.３、負側のピーク最小値を−１.３に固定し、正弦波
ＳVbは正弦波ＳUaを電位１／２だけ負バイアスしたもの
である。なお、正弦波ＳVaとＳVb、正弦波ＳWaとＳWbに
付いても同様である。
生器５０ａからの正弦波ＳUaは正側ピーク値を１、負側
ピーク値を−１とする正弦波に対して、例えば正側に電
位１／４分だけシフトされ、変調信号波発生器５０ｂか
らの正弦波ＳUbは正側ピーク値を１、負側ピーク値を−
１とする正弦波に対して、例えば負側に電位１／４分だ
けシフトされたものとし、従って、正弦波ＳUaとＳUbの
シフトする電位差ａは１／２であり、また、正弦波ＳUa
とＳUbの正側のピーク最大値は１.３、負側のピーク最
小値は−１.３で、正弦波ＳUaとＳUbの正側のピーク最
大値と負側のピーク最小値の差Ｈは２.６である。つま
り、２つの正弦波ＳUaとＳUbは正側のピーク最大値を
１.３、負側のピーク最小値を−１.３に固定し、正弦波
ＳVbは正弦波ＳUaを電位１／２だけ負バイアスしたもの
である。なお、正弦波ＳVaとＳVb、正弦波ＳWaとＳWbに
付いても同様である。
【００２３】各相の比較器２１ａは、入力された三角波
ＳT1と各相の正弦波ＳUa，ＳVa，ＳWaを夫々比較し、そ
の出力信号を直接出力端子２３ａに出力すると共に、論
理反転回路２２ａを介して出力端子２３ｃに出力する。
また、各相の比較器２１ｂは、入力された三角波ＳT1と
各相の正弦波ＳUb，ＳVb，ＳWbを夫々比較し、その出力
信号を直接出力端子２３ｄに出力すると共に、論理反転
回路２２ｂを介して出力端子２３ｂに出力する。図４に
は、このときのＵ相に関する各出力信号のみを代表的に
示している。このようにして出力端子２３ａ〜２３ｄに
得られた出力信号は、夫々図２のグループ１Ｇのインバ
ータ装置の各インバータ１ＧＵ，１ＧＶ，１ＧＷの対応
するトランジスタのベースに駆動信号として供給され、
パルス幅制御が行われる。図４には、このとき図２のイ
ンバータ１ＧＵの出力端子に得られる電圧を代表的に示
している。また、他のグループ２ＧおよびｎＧのインバ
ータ装置に付いても同様の動作が行われる。
ＳT1と各相の正弦波ＳUa，ＳVa，ＳWaを夫々比較し、そ
の出力信号を直接出力端子２３ａに出力すると共に、論
理反転回路２２ａを介して出力端子２３ｃに出力する。
また、各相の比較器２１ｂは、入力された三角波ＳT1と
各相の正弦波ＳUb，ＳVb，ＳWbを夫々比較し、その出力
信号を直接出力端子２３ｄに出力すると共に、論理反転
回路２２ｂを介して出力端子２３ｂに出力する。図４に
は、このときのＵ相に関する各出力信号のみを代表的に
示している。このようにして出力端子２３ａ〜２３ｄに
得られた出力信号は、夫々図２のグループ１Ｇのインバ
ータ装置の各インバータ１ＧＵ，１ＧＶ，１ＧＷの対応
するトランジスタのベースに駆動信号として供給され、
パルス幅制御が行われる。図４には、このとき図２のイ
ンバータ１ＧＵの出力端子に得られる電圧を代表的に示
している。また、他のグループ２ＧおよびｎＧのインバ
ータ装置に付いても同様の動作が行われる。
【００２４】図５は図３および図４で示した第１と第２
の変調信号波としての正弦波を使用してパルス幅制御を
行った図２における並列多重の３レベルインバータ装置
（３台）のＵ相交流出力電圧のシミュレーション波形
（図５ａ）と、直流側の電流リップルのシミュレーショ
ン波形（図５ｂ）を表すものである。シミュレーション
は、一例として出力基本波周波数５Ｈｚ、力率０.５、
変調率０.８、パルス数は５０パルス、直流電圧２ｋｖ
×２、出力電流２５００Ａｒｍｓの条件下で行い、３相
交流出力電圧（Ｕ相）の高調波含有率（％）は｛高調波
実効値／（基本波＋高調波）実効値｝×１００で評価
し、直流側の電流リップルは、Ｐ側の直流電流をＩPと
すると、交流電流のピーク値（実効値）を１として直流
電流ＩPを積分する。すなわち ∫〔ＩP／（2500×√２）〕ｄｔ（直流側電流リップル
のシミュレーション波形の縦軸）で評価する。このとき
の結果を図１１に示し、これより、高調波含有率は１４
％、直流側電流ＩPのリップルのピーク値の最大値と最
小値の差は２.０４×１０-3Ｐ．Ｕでいずれも１台運転
の従来のインバータ装置より改善されていることがわか
る。
の変調信号波としての正弦波を使用してパルス幅制御を
行った図２における並列多重の３レベルインバータ装置
（３台）のＵ相交流出力電圧のシミュレーション波形
（図５ａ）と、直流側の電流リップルのシミュレーショ
ン波形（図５ｂ）を表すものである。シミュレーション
は、一例として出力基本波周波数５Ｈｚ、力率０.５、
変調率０.８、パルス数は５０パルス、直流電圧２ｋｖ
×２、出力電流２５００Ａｒｍｓの条件下で行い、３相
交流出力電圧（Ｕ相）の高調波含有率（％）は｛高調波
実効値／（基本波＋高調波）実効値｝×１００で評価
し、直流側の電流リップルは、Ｐ側の直流電流をＩPと
すると、交流電流のピーク値（実効値）を１として直流
電流ＩPを積分する。すなわち ∫〔ＩP／（2500×√２）〕ｄｔ（直流側電流リップル
のシミュレーション波形の縦軸）で評価する。このとき
の結果を図１１に示し、これより、高調波含有率は１４
％、直流側電流ＩPのリップルのピーク値の最大値と最
小値の差は２.０４×１０-3Ｐ．Ｕでいずれも１台運転
の従来のインバータ装置より改善されていることがわか
る。
【００２５】また、図６は図３および図４で示した第１
と第２の変調信号波としての正弦波を使用しパルス幅制
御を行った１台のインバータ装置のＵ相交流出力電圧シ
ミュレーション波形（図６ａ）と、直流側の電流リップ
ルのシミュレーション波形（図６ｂ）を表すものであ
る。このときの結果を図１１に示し、これより高調波含
有率は４６％で、従来より若干悪化しているが、直流側
電流ＩPのリップルのピーク値の最大値と最小値の差
は、並列多重運転の場合と変わらず２.０４×１０
-3Ｐ．Ｕで、従来より改善されていることがわかる。
と第２の変調信号波としての正弦波を使用しパルス幅制
御を行った１台のインバータ装置のＵ相交流出力電圧シ
ミュレーション波形（図６ａ）と、直流側の電流リップ
ルのシミュレーション波形（図６ｂ）を表すものであ
る。このときの結果を図１１に示し、これより高調波含
有率は４６％で、従来より若干悪化しているが、直流側
電流ＩPのリップルのピーク値の最大値と最小値の差
は、並列多重運転の場合と変わらず２.０４×１０
-3Ｐ．Ｕで、従来より改善されていることがわかる。
【００２６】実施例２．本実施例では回路構成として
は、上記実施例と全く同様に図１に示したような回路構
成を使用し、同様にして図２に示したような並列多重の
３レベルインバータ装置（３台）に適用されるものとす
る。但し、本実施例では、後述の如く、変調信号波発生
器５０ａおよび５０ｂから発生される第１の変調信号波
および第２の変調信号波としての各正弦波の設定値が上
記実施例とは異なる。
は、上記実施例と全く同様に図１に示したような回路構
成を使用し、同様にして図２に示したような並列多重の
３レベルインバータ装置（３台）に適用されるものとす
る。但し、本実施例では、後述の如く、変調信号波発生
器５０ａおよび５０ｂから発生される第１の変調信号波
および第２の変調信号波としての各正弦波の設定値が上
記実施例とは異なる。
【００２７】次に本実施例の動作を、図１および図２を
用い、代表的にグループ１Ｇのインバータ装置について
図７および図８を参照して説明する。三角波発生器２０
は、図７および図８に示すように、正側ピーク値が１、
負側ピーク値が−１の正と負の振幅を有する三角波ＳT1
を発生し、各相の比較器２１ａ，２１ｂに供給する。変
調信号波発生器５０ａは、夫々所定量位相的にシフトさ
れた変調信号波としての各相に対応した正弦波ＳUa，Ｓ
Va，ＳWaを発生し、夫々各相の比較器２１ａに供給す
る。また、変調信号波発生器５０ｂは、夫々所定量位相
的にシフトされた変調信号波としての各相に対応した正
弦波ＳUb，ＳVb，ＳWbを発生し、夫々各相の比較器２１
ｂに供給する。
用い、代表的にグループ１Ｇのインバータ装置について
図７および図８を参照して説明する。三角波発生器２０
は、図７および図８に示すように、正側ピーク値が１、
負側ピーク値が−１の正と負の振幅を有する三角波ＳT1
を発生し、各相の比較器２１ａ，２１ｂに供給する。変
調信号波発生器５０ａは、夫々所定量位相的にシフトさ
れた変調信号波としての各相に対応した正弦波ＳUa，Ｓ
Va，ＳWaを発生し、夫々各相の比較器２１ａに供給す
る。また、変調信号波発生器５０ｂは、夫々所定量位相
的にシフトされた変調信号波としての各相に対応した正
弦波ＳUb，ＳVb，ＳWbを発生し、夫々各相の比較器２１
ｂに供給する。
【００２８】ここで、図７に示すように、変調信号波発
生器５０ａからの正弦波ＳUaは正側ピーク値を１、負側
ピーク値を−１とする正弦波に対して、例えば正側に電
位１／８分だけシフトされ、変調信号波発生器５０ｂか
らの正弦波ＳUbは正側ピーク値を１、負側ピーク値を−
１とする正弦波に対して、例えば負側に電位１／８分だ
けシフトされたものとし、従って、正弦波ＳUaとＳUbの
シフトする電位差ａは１／４であり、また、正弦波ＳUa
とＳUbの正側のピーク最大値は１.１２５、負側のピー
ク最小値は−１.１２５で、正弦波ＳUaとＳUbの正側の
ピーク最大値と負側のピーク最小値の差Ｈは２，１であ
る。つまり、２つの正弦波ＳUaとＳUbは正側のピーク最
大値を１.１２５、負側のピーク最小値を−１.１２５に
固定し、正弦波ＳVbは正弦波ＳUaを電位１／４だけ負バ
イアスしたものである。なお、正弦波ＳVaとＳVb、正弦
波ＳWaとＳWbに付いても同様である。
生器５０ａからの正弦波ＳUaは正側ピーク値を１、負側
ピーク値を−１とする正弦波に対して、例えば正側に電
位１／８分だけシフトされ、変調信号波発生器５０ｂか
らの正弦波ＳUbは正側ピーク値を１、負側ピーク値を−
１とする正弦波に対して、例えば負側に電位１／８分だ
けシフトされたものとし、従って、正弦波ＳUaとＳUbの
シフトする電位差ａは１／４であり、また、正弦波ＳUa
とＳUbの正側のピーク最大値は１.１２５、負側のピー
ク最小値は−１.１２５で、正弦波ＳUaとＳUbの正側の
ピーク最大値と負側のピーク最小値の差Ｈは２，１であ
る。つまり、２つの正弦波ＳUaとＳUbは正側のピーク最
大値を１.１２５、負側のピーク最小値を−１.１２５に
固定し、正弦波ＳVbは正弦波ＳUaを電位１／４だけ負バ
イアスしたものである。なお、正弦波ＳVaとＳVb、正弦
波ＳWaとＳWbに付いても同様である。
【００２９】各相の比較器２１ａは、入力された三角波
ＳT1と各相の正弦波ＳUa，ＳVa，ＳWaを夫々比較し、そ
の出力信号を直接出力端子２３ａに出力すると共に、論
理反転回路２２ａを介して出力端子２３ｃに出力する。
また、各相の比較器２１ｂは、入力された三角波ＳT1と
各相の正弦波ＳUb，ＳVb，ＳWbを夫々比較し、その出力
信号を直接出力端子２３ｄに出力すると共に、論理反転
回路２２ｂを介して出力端子２３ｂに出力する。図８に
は、このときのＵ相に関する各出力信号のみを代表的に
示している。このようにして出力端子２３ａ〜２３ｄに
得られた出力信号は、夫々図２のグループ１Ｇのインバ
ータ装置の各インバータ１ＧＵ，１ＧＶ，１ＧＷの対応
するスイッチングトランジスタのベースに駆動信号とし
て供給され、パルス幅制御が行われる。図８には、この
とき図２のインバータ１ＧＵの出力端子に得られる電圧
を代表的に示している。また、他のグループ２Ｇおよび
ｎＧのインバータ装置に付いても同様の動作が行われ
る。
ＳT1と各相の正弦波ＳUa，ＳVa，ＳWaを夫々比較し、そ
の出力信号を直接出力端子２３ａに出力すると共に、論
理反転回路２２ａを介して出力端子２３ｃに出力する。
また、各相の比較器２１ｂは、入力された三角波ＳT1と
各相の正弦波ＳUb，ＳVb，ＳWbを夫々比較し、その出力
信号を直接出力端子２３ｄに出力すると共に、論理反転
回路２２ｂを介して出力端子２３ｂに出力する。図８に
は、このときのＵ相に関する各出力信号のみを代表的に
示している。このようにして出力端子２３ａ〜２３ｄに
得られた出力信号は、夫々図２のグループ１Ｇのインバ
ータ装置の各インバータ１ＧＵ，１ＧＶ，１ＧＷの対応
するスイッチングトランジスタのベースに駆動信号とし
て供給され、パルス幅制御が行われる。図８には、この
とき図２のインバータ１ＧＵの出力端子に得られる電圧
を代表的に示している。また、他のグループ２Ｇおよび
ｎＧのインバータ装置に付いても同様の動作が行われ
る。
【００３０】図９は図７および図８で示した第１と第２
の変調信号波としての正弦波を使用してパルス幅制御を
行った図２における並列多重の３レベルインバータ装置
（３台）のＵ相交流出力電圧のシミュレーション波形
（図９ａ）と、直流側の電流リップルのシミュレーショ
ン波形（図９ｂ）を表すものである。シミュレーション
は、一例として出力基本波周波数５Ｈｚ、力率０.５、
変調率０.８、パルス数は５０パルス、直流電圧２ｋｖ
×２、出力電流２５００Ａｒｍｓの条件下で行い、３相
交流出力電圧（Ｕ相）の高調波含有率（％）は｛高調波
実効値／（基本波＋高調波）実効値｝×１００で評価
し、直流側の電流リップルは、Ｐ側の直流電流をＩPと
すると、交流電流のピーク値（実効値）を１として直流
電流ＩPを積分する。すなわち ∫〔ＩP／（2500×√２）〕ｄｔ（直流側電流リップル
のシミュレーション波形の縦軸）で評価する。このとき
の結果を図１１に示し、これより、高調波含有率は２３
％、直流側電流ＩPのリップルのピーク値の最大値と最
小値の差は０.８４×１０-3Ｐ．Ｕでいずれも１台運転
の従来のインバータ装置より改善されていることがわか
る。
の変調信号波としての正弦波を使用してパルス幅制御を
行った図２における並列多重の３レベルインバータ装置
（３台）のＵ相交流出力電圧のシミュレーション波形
（図９ａ）と、直流側の電流リップルのシミュレーショ
ン波形（図９ｂ）を表すものである。シミュレーション
は、一例として出力基本波周波数５Ｈｚ、力率０.５、
変調率０.８、パルス数は５０パルス、直流電圧２ｋｖ
×２、出力電流２５００Ａｒｍｓの条件下で行い、３相
交流出力電圧（Ｕ相）の高調波含有率（％）は｛高調波
実効値／（基本波＋高調波）実効値｝×１００で評価
し、直流側の電流リップルは、Ｐ側の直流電流をＩPと
すると、交流電流のピーク値（実効値）を１として直流
電流ＩPを積分する。すなわち ∫〔ＩP／（2500×√２）〕ｄｔ（直流側電流リップル
のシミュレーション波形の縦軸）で評価する。このとき
の結果を図１１に示し、これより、高調波含有率は２３
％、直流側電流ＩPのリップルのピーク値の最大値と最
小値の差は０.８４×１０-3Ｐ．Ｕでいずれも１台運転
の従来のインバータ装置より改善されていることがわか
る。
【００３１】また、図１０は図７および図８で示した第
１と第２の変調信号波としての正弦波を使用しパルス幅
制御を行った１台のインバータ装置のＵ相交流出力電圧
シミュレーション波形（図１０ａ）と、直流側の電流リ
ップルのシミュレーション波形（図１０ｂ）を表すもの
である。このときの結果を図１１に示し、これより高調
波含有率は６１％で、従来より悪化しているが、直流側
電流ＩPのリップルのピーク値の最大値と最小値の差
は、並列多重運転の場合と変わらず０.８４×１０
-3Ｐ．Ｕで、従来より改善されていることがわかる。
１と第２の変調信号波としての正弦波を使用しパルス幅
制御を行った１台のインバータ装置のＵ相交流出力電圧
シミュレーション波形（図１０ａ）と、直流側の電流リ
ップルのシミュレーション波形（図１０ｂ）を表すもの
である。このときの結果を図１１に示し、これより高調
波含有率は６１％で、従来より悪化しているが、直流側
電流ＩPのリップルのピーク値の最大値と最小値の差
は、並列多重運転の場合と変わらず０.８４×１０
-3Ｐ．Ｕで、従来より改善されていることがわかる。
【００３２】また、図１１に第１の変調信号波としての
正弦波ＳUaと第２の変調信号波としての正弦波ＳUbのシ
フトする電位差ａが３／４、正弦波ＳUaとＳUbの正側の
ピーク最大値と負側のピーク最小値の差Ｈが３１の場合
を結果のみ示すが、この場合は、高調波含有率は１台運
転のとき３７％、並列多重運転のとき１９％、また、直
流側電流ＩPリップルのピーク値の最大値に最小値の差
は１台運転、並列多重運転共に４.２３×１０-3Ｐ．Ｕ
で、いずれの場合も従来より改善されていることがわか
る。この図１１に示す結果から、総じて云えることは、
この発明は用途に応じてａとＨの値を選択して用いるこ
とにより所望の効果を達成でき、特に並列多重のインバ
ータ装置に用いて有用であることがわかる。なお、ａと
Ｈの値は図１１に示した値に限定されるものでなく、適
切な値を任意に選択し得るものである。
正弦波ＳUaと第２の変調信号波としての正弦波ＳUbのシ
フトする電位差ａが３／４、正弦波ＳUaとＳUbの正側の
ピーク最大値と負側のピーク最小値の差Ｈが３１の場合
を結果のみ示すが、この場合は、高調波含有率は１台運
転のとき３７％、並列多重運転のとき１９％、また、直
流側電流ＩPリップルのピーク値の最大値に最小値の差
は１台運転、並列多重運転共に４.２３×１０-3Ｐ．Ｕ
で、いずれの場合も従来より改善されていることがわか
る。この図１１に示す結果から、総じて云えることは、
この発明は用途に応じてａとＨの値を選択して用いるこ
とにより所望の効果を達成でき、特に並列多重のインバ
ータ装置に用いて有用であることがわかる。なお、ａと
Ｈの値は図１１に示した値に限定されるものでなく、適
切な値を任意に選択し得るものである。
【００３３】
【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、各グループ毎に設けられ、正と負の振幅を有する三
角波を発生する三角波発生手段と、各グループに共通に
設けられ、正側に所定のバイアス分だけずらした第１電
位の変調信号波を発生する第１の変調信号波発生手段
と、各グループに共通に設けられ、負側に所定の電位バ
イアス分だけずらした第２の変調信号波を発生する第２
の変調信号波発生手段と、各グループ毎に設けられ、上
記三角波と夫々第１の変調波信号波および第２の変調信
号波とを比較してパルス幅変調された駆動信号を発生す
るパルス幅変調手段とを備えたので、直流側電流リップ
ルが小さくなり、直流側コンデンサの容量を小さくで
き、装置が安価で小型にできるという効果を奏する。
ば、各グループ毎に設けられ、正と負の振幅を有する三
角波を発生する三角波発生手段と、各グループに共通に
設けられ、正側に所定のバイアス分だけずらした第１電
位の変調信号波を発生する第１の変調信号波発生手段
と、各グループに共通に設けられ、負側に所定の電位バ
イアス分だけずらした第２の変調信号波を発生する第２
の変調信号波発生手段と、各グループ毎に設けられ、上
記三角波と夫々第１の変調波信号波および第２の変調信
号波とを比較してパルス幅変調された駆動信号を発生す
るパルス幅変調手段とを備えたので、直流側電流リップ
ルが小さくなり、直流側コンデンサの容量を小さくで
き、装置が安価で小型にできるという効果を奏する。
【００３４】また、請求項２の発明によれば、正と負の
振幅を有する三角波を発生する三角波発生手段と、正側
に所定のバイアス分だけずらした第１電位の変調信号波
を発生する第１の変調信号波発生手段と、負側に所定の
電位バイアス分だけずらした第２の変調信号波を発生す
る第２の変調信号波発生手段と、上記三角波と夫々第１
の変調波信号波および第２の変調信号波とを比較してパ
ルス幅変調された駆動信号を発生するパルス幅変調手段
とを備えたので、直流側電流リップルが小さくなり、直
流側コンデンサの容量を小さくでき、装置が安価で小型
にできるという効果を奏する。
振幅を有する三角波を発生する三角波発生手段と、正側
に所定のバイアス分だけずらした第１電位の変調信号波
を発生する第１の変調信号波発生手段と、負側に所定の
電位バイアス分だけずらした第２の変調信号波を発生す
る第２の変調信号波発生手段と、上記三角波と夫々第１
の変調波信号波および第２の変調信号波とを比較してパ
ルス幅変調された駆動信号を発生するパルス幅変調手段
とを備えたので、直流側電流リップルが小さくなり、直
流側コンデンサの容量を小さくでき、装置が安価で小型
にできるという効果を奏する。
【００３５】また、請求項３の発明によれば、各グルー
プ毎に設けられ、正と負の振幅を有する三角波を発生す
る三角波発生手段と、各グループに共通に設けられ、正
側に所定のバイアス分だけずらした第１電位の変調信号
波を発生する第１の変調信号波発生手段と、各グループ
に共通に設けられ、負側に所定の電位バイアス分だけず
らした第２の変調信号波を発生する第２の変調信号波発
生手段と、各グループ毎に設けられ、上記三角波と夫々
第１の変調波信号波および第２の変調信号波とを比較し
てパルス幅変調された駆動信号を発生するパルス幅変調
手段とを備えたので、直流側電流リップルが小さくな
り、直流側コンデンサの容量を小さくでき、装置が安価
で小型にできると共に、高調波含有率が低減されるとい
う効果を奏する。
プ毎に設けられ、正と負の振幅を有する三角波を発生す
る三角波発生手段と、各グループに共通に設けられ、正
側に所定のバイアス分だけずらした第１電位の変調信号
波を発生する第１の変調信号波発生手段と、各グループ
に共通に設けられ、負側に所定の電位バイアス分だけず
らした第２の変調信号波を発生する第２の変調信号波発
生手段と、各グループ毎に設けられ、上記三角波と夫々
第１の変調波信号波および第２の変調信号波とを比較し
てパルス幅変調された駆動信号を発生するパルス幅変調
手段とを備えたので、直流側電流リップルが小さくな
り、直流側コンデンサの容量を小さくでき、装置が安価
で小型にできると共に、高調波含有率が低減されるとい
う効果を奏する。
【図１】この発明の一実施例によるインバータ装置の制
御装置を示す構成図である。
御装置を示す構成図である。
【図２】この発明が適用される並列多重のインバータ装
置を示す構成図である。
置を示す構成図である。
【図３】この発明の一実施例による変調信号波を示す波
形図である。
形図である。
【図４】この発明の一実施例の動作説明に供するための
波形図である。
波形図である。
【図５】この発明の一実施例を並列多重のインバータ装
置に適用した場合のシミュレーション波形図である。
置に適用した場合のシミュレーション波形図である。
【図６】この発明の一実施例を１台のインバータ装置に
適用した場合のシミュレーション波形図である。
適用した場合のシミュレーション波形図である。
【図７】この発明の他の実施例による変調信号波を示す
波形図である。
波形図である。
【図８】この発明の他の実施例の動作説明に供するため
の波形図である。
の波形図である。
【図９】この発明の他の実施例を並列多重のインバータ
装置に適用した場合のシミュレーション波形図である。
装置に適用した場合のシミュレーション波形図である。
【図１０】この発明の他の実施例を１台のインバータ装
置に適用した場合のシミュレーション波形図である。
置に適用した場合のシミュレーション波形図である。
【図１１】この発明におけるシミュレーション結果を従
来例と対比して示す図である。
来例と対比して示す図である。
【図１２】従来の３相交流出力の３レベルインバータ装
置を示す構成図である。
置を示す構成図である。
【図１３】従来の３相交流出力の３レベルインバータ装
置の制御装置を示す構成図である。
置の制御装置を示す構成図である。
【図１４】従来の３相交流出力の３レベルインバータ装
置の制御装置の動作説明に供するための波形図である。
置の制御装置の動作説明に供するための波形図である。
【図１５】従来の３相交流出力の３レベルインバータ装
置におけるシミュレーション波形図である。
置におけるシミュレーション波形図である。
２０，３０，４０ 三角波発生器 ２１ａ，２１ｂ，３１ａ，３１ｂ，４１ａ，４１ｂ 比
較器 ５０ａ，５０ｂ 変調信号波発生器
較器 ５０ａ，５０ｂ 変調信号波発生器
Claims (3)
- 【請求項１】 正と負の振幅を有する三角波を発生する
三角波発生手段と、 正側に所定のバイアス分だけずらした第１電位の変調信
号波を発生する第１の変調信号波発生手段と、 負側に所定の電位バイアス分だけずらした第２の変調信
号波を発生する第２の変調信号波発生手段と、 上記三角波と夫々第１の変調波信号波および第２の変調
信号波とを比較してパルス幅変調された駆動信号を発生
するパルス幅変調手段とを備えたことを特徴とするイン
バータ装置の制御装置。 - 【請求項２】 各グループ毎に設けられ、正と負の振幅
を有する三角波を発生する三角波発生手段と、 各グループに共通に設けられ、正側に所定のバイアス分
だけずらした第１電位の変調信号波を発生する第１の変
調信号波発生手段と、 各グループに共通に設けられ、負側に所定の電位バイア
ス分だけずらした第２の変調信号波を発生する第２の変
調信号波発生手段と、 各グループ毎に設けられ、上記三角波と夫々第１の変調
波信号波および第２の変調信号波とを比較してパルス幅
変調された駆動信号を発生するパルス幅変調手段とを備
えたことを特徴とするインバータ装置の制御装置。 - 【請求項３】 各グループ毎に設けられ、正と負の振幅
を有する三角波を発生する三角波発生手段と、 各グループに共通に設けられ、正側に所定のバイアス分
だけずらした第１電位の変調信号波を発生する第１の変
調信号波発生手段と、 各グループに共通に設けられ、負側に所定の電位バイア
ス分だけずらした第２の変調信号波を発生する第２の変
調信号波発生手段と、 各グループ毎に設けられ、上記三角波と夫々第１の変調
波信号波および第２の変調信号波とを比較してパルス幅
変調された駆動信号を発生するパルス幅変調手段とを備
え、上記三角波発生手段が発生する三角波の位相を各グ
ループ毎にずらしたことを特徴とするインバータ装置の
制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4001494A JP2915668B2 (ja) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | インバータ装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4001494A JP2915668B2 (ja) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | インバータ装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05184156A true JPH05184156A (ja) | 1993-07-23 |
| JP2915668B2 JP2915668B2 (ja) | 1999-07-05 |
Family
ID=11503010
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4001494A Expired - Lifetime JP2915668B2 (ja) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | インバータ装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2915668B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09201056A (ja) * | 1996-01-16 | 1997-07-31 | Hitachi Ltd | 電力変換システム |
| WO2009090835A1 (ja) * | 2008-01-17 | 2009-07-23 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | 電動車両の制御装置およびそれを備えた電動車両、ならびに電動車両の制御方法およびその制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体 |
| CN111327081A (zh) * | 2020-02-25 | 2020-06-23 | 东莞市峰谷科技有限公司 | 一种两相三线逆变器的控制方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03159570A (ja) * | 1989-11-17 | 1991-07-09 | Hitachi Ltd | インバータ装置 |
-
1992
- 1992-01-08 JP JP4001494A patent/JP2915668B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03159570A (ja) * | 1989-11-17 | 1991-07-09 | Hitachi Ltd | インバータ装置 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09201056A (ja) * | 1996-01-16 | 1997-07-31 | Hitachi Ltd | 電力変換システム |
| WO2009090835A1 (ja) * | 2008-01-17 | 2009-07-23 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | 電動車両の制御装置およびそれを備えた電動車両、ならびに電動車両の制御方法およびその制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体 |
| US9225280B2 (en) | 2008-01-17 | 2015-12-29 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Control device for electric-powered vehicle, and electric-powered vehicle with control device as well as control method for electric-powered vehicle, and computer-readable recording medium bearing program for causing computer to execute control method |
| CN111327081A (zh) * | 2020-02-25 | 2020-06-23 | 东莞市峰谷科技有限公司 | 一种两相三线逆变器的控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2915668B2 (ja) | 1999-07-05 |
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|---|---|---|---|
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