JPH05180888A - 信号評価装置 - Google Patents
信号評価装置Info
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- JPH05180888A JPH05180888A JP35833791A JP35833791A JPH05180888A JP H05180888 A JPH05180888 A JP H05180888A JP 35833791 A JP35833791 A JP 35833791A JP 35833791 A JP35833791 A JP 35833791A JP H05180888 A JPH05180888 A JP H05180888A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単なディジタル的構成で信号を評価できる
信号評価装置を提供する。 【構成】 サンプリング信号発生部６、Ａ／Ｄ変換部１
および遅延部２により、同一周期Ｔの基準信号および評
価対象信号からｎを奇数とすれば、そのｎＴ／４間隔で
サンプリングしたデータを取得し、そのデータを基に、
基準および評価対象信号処理部３，４で基準信号および
評価対象信号の各振幅または位相を求め、さらに比較部
５で信号相互間の振幅比または位相差を求め出力する。
信号評価装置を提供する。 【構成】 サンプリング信号発生部６、Ａ／Ｄ変換部１
および遅延部２により、同一周期Ｔの基準信号および評
価対象信号からｎを奇数とすれば、そのｎＴ／４間隔で
サンプリングしたデータを取得し、そのデータを基に、
基準および評価対象信号処理部３，４で基準信号および
評価対象信号の各振幅または位相を求め、さらに比較部
５で信号相互間の振幅比または位相差を求め出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、評価対象である信号の
振幅または位相の変化を評価する信号評価装置に関する
ものである。
振幅または位相の変化を評価する信号評価装置に関する
ものである。
【０００２】特に、本発明は、ネットワークアナライザ
のように、信号をその周波数を変えながら被測定回路に
入力させ、被測定回路から出力されてくる信号を評価す
ることにより被測定回路の特性を測定する測定装置に利
用される。例えば、本発明は、ネットワークアナライザ
のような測定装置において、アナログ構成の検波回路ま
たは位相検出器を用いることなくディジタル的に簡素な
構成で信号を処理し、評価を行う構成にしたものであ
る。
のように、信号をその周波数を変えながら被測定回路に
入力させ、被測定回路から出力されてくる信号を評価す
ることにより被測定回路の特性を測定する測定装置に利
用される。例えば、本発明は、ネットワークアナライザ
のような測定装置において、アナログ構成の検波回路ま
たは位相検出器を用いることなくディジタル的に簡素な
構成で信号を処理し、評価を行う構成にしたものであ
る。
【０００３】
【従来の技術】従来、アナログ構成の検波回路または位
相検出器を用いることなくディジタル的な構成で信号を
処理するネットワークアナライザとして、本発明と同一
発明者が含まれる特開昭６３−３１７７７９号公報に示
される技術があった。
相検出器を用いることなくディジタル的な構成で信号を
処理するネットワークアナライザとして、本発明と同一
発明者が含まれる特開昭６３−３１７７７９号公報に示
される技術があった。
【０００４】この従来技術は、図４で示されるように、
２チャンネルで測定していた。図４で、送信部７からの
信号を分岐し、一方を被測定物（以下、ＤＵＴと称す
る）８へ入力させ、そのＤＵＴ８からの出力を評価対象
信号として周波数変換部９へ入力し、他方を評価用の基
準信号として直接に周波数変換部９へ入力する。周波数
変換部９は、入力された評価対象信号と基準信号をそれ
ぞれ周波数変換してＩＦ信号ｘａ（ｔ）またはｘｂ
（ｔ）を出力する。それぞれのＩＦ信号ｘａ（ｔ）また
はｘｂ（ｔ）は、信号評価部１０のＡ／Ｄ変換部１０ａ
または１０ｂでサンプリング（標本化）され、８ビット
のディジタルデータＡ0 ，Ａ1 ，Ａ2 ，……，Ａ1023ま
たはＢ0 ，Ｂ1 ，Ｂ2 ，……，Ｂ1023に変換される。Ｆ
ＦＴ演算部１０ｃまたは１０ｄは、それぞれディジタル
データＡ0 ，Ａ1 ，Ａ2 ，……，Ａ1023またはＢ0 ，Ｂ
1 ，Ｂ2 ，……，Ｂ1023を基にＦＦＴ演算を行って、次
式に示すようなＩＦ信号ｘａ（ｔ）またはｘｂ（ｔ）の
スペクトラム成分ＹａｋまたはＹｂｋを求める。
２チャンネルで測定していた。図４で、送信部７からの
信号を分岐し、一方を被測定物（以下、ＤＵＴと称す
る）８へ入力させ、そのＤＵＴ８からの出力を評価対象
信号として周波数変換部９へ入力し、他方を評価用の基
準信号として直接に周波数変換部９へ入力する。周波数
変換部９は、入力された評価対象信号と基準信号をそれ
ぞれ周波数変換してＩＦ信号ｘａ（ｔ）またはｘｂ
（ｔ）を出力する。それぞれのＩＦ信号ｘａ（ｔ）また
はｘｂ（ｔ）は、信号評価部１０のＡ／Ｄ変換部１０ａ
または１０ｂでサンプリング（標本化）され、８ビット
のディジタルデータＡ0 ，Ａ1 ，Ａ2 ，……，Ａ1023ま
たはＢ0 ，Ｂ1 ，Ｂ2 ，……，Ｂ1023に変換される。Ｆ
ＦＴ演算部１０ｃまたは１０ｄは、それぞれディジタル
データＡ0 ，Ａ1 ，Ａ2 ，……，Ａ1023またはＢ0 ，Ｂ
1 ，Ｂ2 ，……，Ｂ1023を基にＦＦＴ演算を行って、次
式に示すようなＩＦ信号ｘａ（ｔ）またはｘｂ（ｔ）の
スペクトラム成分ＹａｋまたはＹｂｋを求める。
【０００５】
【数１】 さらに、ＦＦＴ演算部１０ｃまたは１０ｄは、スペクト
ラム成分ＹａｋまたはＹｂｋの実数部ＹａＲｋまたはＹ
ｂＲｋと虚数部ＹａＩｋまたはＹｂＩｋを算出して出力
する。そして、ディジタル演算部１０ｅは、ＹａＲｋ，
ＹｂＲｋ，ＹａＩｋおよびＹｂＩｋの値をもとに次式に
より振幅比および位相差を求めることによって、ＩＦ信
号ｘｂ（ｔ）に対するＩＦ信号ｘａ（ｔ）の位相の評価
を行っていた。このようにして結局は、周波数変換部９
に入力される評価対象信号と基準信号との振幅比または
位相差を求めていた。
ラム成分ＹａｋまたはＹｂｋの実数部ＹａＲｋまたはＹ
ｂＲｋと虚数部ＹａＩｋまたはＹｂＩｋを算出して出力
する。そして、ディジタル演算部１０ｅは、ＹａＲｋ，
ＹｂＲｋ，ＹａＩｋおよびＹｂＩｋの値をもとに次式に
より振幅比および位相差を求めることによって、ＩＦ信
号ｘｂ（ｔ）に対するＩＦ信号ｘａ（ｔ）の位相の評価
を行っていた。このようにして結局は、周波数変換部９
に入力される評価対象信号と基準信号との振幅比または
位相差を求めていた。
【０００６】
【数２】 なお、２つの信号の位相差のみをディジタル的に検出す
るものとしては特開昭６１−２４０１６８号公報に示さ
れるような技術があった。この技術は、位相検出そのも
のは２つの信号をフリップフロップに入力せしめ、その
フリップフロップの出力を所定ゲート時間の間、カウン
タでカウントして位相差として出力するものである。な
お、この従来技術の狙いは、入力と位相検出部の間に設
けられる周波数変換部９による周波数変換を工夫するこ
とにより、位相測定精度の向上を図るものである。
るものとしては特開昭６１−２４０１６８号公報に示さ
れるような技術があった。この技術は、位相検出そのも
のは２つの信号をフリップフロップに入力せしめ、その
フリップフロップの出力を所定ゲート時間の間、カウン
タでカウントして位相差として出力するものである。な
お、この従来技術の狙いは、入力と位相検出部の間に設
けられる周波数変換部９による周波数変換を工夫するこ
とにより、位相測定精度の向上を図るものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記特開昭６３−３１
７７７９号公報で示される従来技術は、サンプリングし
たサンプルデータを複雑なＦＦＴ演算を行って所望の評
価をすることから、多くのサンプルデータをＦＦＴ処理
するためのソフトを含めた回路規模が大であった。
７７７９号公報で示される従来技術は、サンプリングし
たサンプルデータを複雑なＦＦＴ演算を行って所望の評
価をすることから、多くのサンプルデータをＦＦＴ処理
するためのソフトを含めた回路規模が大であった。
【０００８】また、特開昭６１−２４０１６８号公報に
示される従来技術は、位相測定のみではこの構成でもよ
いが、ネットワークアナライザのように振幅と位相を同
時に測定または切り換えて交互に測定する装置において
は、振幅測定の回路と別個に備えなければならないので
不便であった。
示される従来技術は、位相測定のみではこの構成でもよ
いが、ネットワークアナライザのように振幅と位相を同
時に測定または切り換えて交互に測定する装置において
は、振幅測定の回路と別個に備えなければならないので
不便であった。
【０００９】本発明の目的は、正弦波信号ｘ（ｔ）の振
幅およびあらかじめ定められた時刻ｔｊにおける偏角
は、その周期Ｔの１／４のサンプリング信号でサンプリ
ングした場合に、周期Ｔの奇数倍ｎの所定時間ｎＴ／４
間隔の時刻ｔｉにサンプリングして得られるサンプルデ
ータを用いて測定できるという原理に着目して、上記問
題点を解決した簡易な構成の信号評価装置を提供するこ
とにある。
幅およびあらかじめ定められた時刻ｔｊにおける偏角
は、その周期Ｔの１／４のサンプリング信号でサンプリ
ングした場合に、周期Ｔの奇数倍ｎの所定時間ｎＴ／４
間隔の時刻ｔｉにサンプリングして得られるサンプルデ
ータを用いて測定できるという原理に着目して、上記問
題点を解決した簡易な構成の信号評価装置を提供するこ
とにある。
【００１０】ここで、本発明で着目した原理について説
明する。
明する。
【００１１】一般に正弦波信号は次の (1)式で表せる。 ｘ（ｔ）＝Ｖｃｏｓ（２π ｆ ｔ＋θ） …… (1) ＝Ｖｃｏｓφ（ｔ） Ｖ：振幅（大きさ） ｆ：周波数 θ：位相 φ（ｔ）：偏角 ｘ（ｔ）で表される入力信号を時刻ｔｉでサンプリング
して得られるサンプルデータ列をｘｉで表現すれば、
(2)， (3)式が得られる。 Ｘｉ＝ｘ（ｔｉ） …… (2) ＝Ｖｃｏｓ（２π ｆ ｔｉ＋θ） …… (3) ただし、サンプリングを行うＡ／Ｄ変換回路等は理想的
なものとする。
して得られるサンプルデータ列をｘｉで表現すれば、
(2)， (3)式が得られる。 Ｘｉ＝ｘ（ｔｉ） …… (2) ＝Ｖｃｏｓ（２π ｆ ｔｉ＋θ） …… (3) ただし、サンプリングを行うＡ／Ｄ変換回路等は理想的
なものとする。
【００１２】ここで、入力信号ｘ（ｔ）の周期をＴで表
し、Ｔ＝１／ｆとすれば、あらかじめ定められた時刻ｔ
ｊより時間Ｔ／４毎にサンプリングして得られる１周期
内のサンプルデータＸ0 ，Ｘ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 は次の各式
で示される。ただし、ｔｉ＝ｔｊ＋ｉＴ／４（ｉ＝０，
１，２，３） Ｘ0 ＝Ｖｃｏｓ（２π ｆ ｔｊ＋θ） …… (4) Ｘ1 ＝−Ｖｓｉｎ（２π ｆ ｔｊ＋θ） …… (5) Ｘ2 ＝−Ｖｃｏｓ（２π ｆ ｔｊ＋θ） …… (6) Ｘ3 ＝Ｖｓｉｎ（２π ｆ ｔｊ＋θ） …… (7) 上記式 (4)〜 (7)から２つのサンプルデータの組み合わ
せ、つまりＸ0 とＸ1，Ｘ0 とＸ3 ，Ｘ1 とＸ2 または
Ｘ2 とＸ3 のいずれかの組み合わせで振幅および偏角を
求めることができる。 振幅Ｖ＝｛（Ｘ0 ）2 ＋（Ｘ1 ）2 ｝1/2 …… (8) ＝｛（Ｘ0 ）2 ＋（Ｘ3 ）2 ｝1/2 …… (9) ＝｛（Ｘ1 ）2 ＋（Ｘ2 ）2 ｝1/2 ……(10) ＝｛（Ｘ2 ）2 ＋（Ｘ3 ）2 ｝1/2 ……(11) 偏角φ（ｔ0 ）＝（２π ｆ ｔ0 ＋θ） ＝ｔａｎ-1｛（−Ｘ1 ）／（Ｘ0 ）｝……(12) ＝ｔａｎ-1｛（Ｘ3 ）／（Ｘ0 ）｝ ……(13) ＝ｔａｎ-1｛（Ｘ1 ）／（Ｘ2 ）｝ ……(14) ＝ｔａｎ-1｛（−Ｘ3 ）／（Ｘ2 ）｝……(15) 上記のことから、 (1)式で示される信号ｘ（ｔ）の振幅
および偏角は、その周期Ｔの１／４のサンプリング信号
でサンプリングした場合に、時刻ｔｉでサンプリングし
て得られるサンプルデータをＸｉで表せば、そのサンプ
ルデータＸｉと周期Ｔの奇数倍ｎの所定時間ｎＴ／４だ
け遅延したサンプルデータＸｉ−ｎとから求めることが
できる。
し、Ｔ＝１／ｆとすれば、あらかじめ定められた時刻ｔ
ｊより時間Ｔ／４毎にサンプリングして得られる１周期
内のサンプルデータＸ0 ，Ｘ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 は次の各式
で示される。ただし、ｔｉ＝ｔｊ＋ｉＴ／４（ｉ＝０，
１，２，３） Ｘ0 ＝Ｖｃｏｓ（２π ｆ ｔｊ＋θ） …… (4) Ｘ1 ＝−Ｖｓｉｎ（２π ｆ ｔｊ＋θ） …… (5) Ｘ2 ＝−Ｖｃｏｓ（２π ｆ ｔｊ＋θ） …… (6) Ｘ3 ＝Ｖｓｉｎ（２π ｆ ｔｊ＋θ） …… (7) 上記式 (4)〜 (7)から２つのサンプルデータの組み合わ
せ、つまりＸ0 とＸ1，Ｘ0 とＸ3 ，Ｘ1 とＸ2 または
Ｘ2 とＸ3 のいずれかの組み合わせで振幅および偏角を
求めることができる。 振幅Ｖ＝｛（Ｘ0 ）2 ＋（Ｘ1 ）2 ｝1/2 …… (8) ＝｛（Ｘ0 ）2 ＋（Ｘ3 ）2 ｝1/2 …… (9) ＝｛（Ｘ1 ）2 ＋（Ｘ2 ）2 ｝1/2 ……(10) ＝｛（Ｘ2 ）2 ＋（Ｘ3 ）2 ｝1/2 ……(11) 偏角φ（ｔ0 ）＝（２π ｆ ｔ0 ＋θ） ＝ｔａｎ-1｛（−Ｘ1 ）／（Ｘ0 ）｝……(12) ＝ｔａｎ-1｛（Ｘ3 ）／（Ｘ0 ）｝ ……(13) ＝ｔａｎ-1｛（Ｘ1 ）／（Ｘ2 ）｝ ……(14) ＝ｔａｎ-1｛（−Ｘ3 ）／（Ｘ2 ）｝……(15) 上記のことから、 (1)式で示される信号ｘ（ｔ）の振幅
および偏角は、その周期Ｔの１／４のサンプリング信号
でサンプリングした場合に、時刻ｔｉでサンプリングし
て得られるサンプルデータをＸｉで表せば、そのサンプ
ルデータＸｉと周期Ｔの奇数倍ｎの所定時間ｎＴ／４だ
け遅延したサンプルデータＸｉ−ｎとから求めることが
できる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明では、上記目的を
達成するために、基準信号と評価対象信号とが共通する
周期Ｔの１／４の時間、つまりＴ／４毎に基準信号と評
価対象信号とをサンプリングして、サンプルデータを周
期Ｔの奇数倍ｎの所定時間ｎＴ／４だけ遅延せしめ、所
定時間ｎＴ／４だけ遅延前，後のサンプルデータにより
基準信号および評価対象信号のそれぞれの振幅または偏
角の値が得られる構成とした。
達成するために、基準信号と評価対象信号とが共通する
周期Ｔの１／４の時間、つまりＴ／４毎に基準信号と評
価対象信号とをサンプリングして、サンプルデータを周
期Ｔの奇数倍ｎの所定時間ｎＴ／４だけ遅延せしめ、所
定時間ｎＴ／４だけ遅延前，後のサンプルデータにより
基準信号および評価対象信号のそれぞれの振幅または偏
角の値が得られる構成とした。
【００１４】より詳細な構成は次の通りである。
【００１５】サンプリング信号発生部は、基準信号と評
価対象信号とが共通する周期Ｔの１／４時間Ｔ／４毎に
サンプリングのタイミングｔｉ（ｉ＝０，１，２，…）
で示されるサンプリング信号をＡ／Ｄ変換部に出力す
る。Ａ／Ｄ変換部は、前記基準信号および評価対象信号
を各々前記サンプリング信号のタイミングｔｉにしたが
って基準データＸｉおよび対象データＹｉに変換して遅
延部に出力する。
価対象信号とが共通する周期Ｔの１／４時間Ｔ／４毎に
サンプリングのタイミングｔｉ（ｉ＝０，１，２，…）
で示されるサンプリング信号をＡ／Ｄ変換部に出力す
る。Ａ／Ｄ変換部は、前記基準信号および評価対象信号
を各々前記サンプリング信号のタイミングｔｉにしたが
って基準データＸｉおよび対象データＹｉに変換して遅
延部に出力する。
【００１６】遅延部は、基準データＸｉおよび対象デー
タＹｉを順次受けて保持し、基準データＸｉおよび対象
データＹｉと前記周期Ｔの奇数倍ｎの所定時間ｎＴ／４
だけ遅延した基準遅延データＸｉ−ｎおよび対象遅延デ
ータＹｉ−ｎを並列に基準信号処理部および評価対象信
号処理部に出力する。基準信号処理部は、基準データＸ
ｉおよび基準遅延データＸｉ−ｎを基に基準信号の振幅
値Ｖ1 または偏角値φ1 （ｔｊ）を出力する。
タＹｉを順次受けて保持し、基準データＸｉおよび対象
データＹｉと前記周期Ｔの奇数倍ｎの所定時間ｎＴ／４
だけ遅延した基準遅延データＸｉ−ｎおよび対象遅延デ
ータＹｉ−ｎを並列に基準信号処理部および評価対象信
号処理部に出力する。基準信号処理部は、基準データＸ
ｉおよび基準遅延データＸｉ−ｎを基に基準信号の振幅
値Ｖ1 または偏角値φ1 （ｔｊ）を出力する。
【００１７】評価対象信号処理部は、対象データＹｉお
よび対象遅延データＹｉ−ｎを基に評価対象信号の振幅
値Ｖ2 または偏角値φ2 （ｔｊ）を出力する。
よび対象遅延データＹｉ−ｎを基に評価対象信号の振幅
値Ｖ2 または偏角値φ2 （ｔｊ）を出力する。
【００１８】比較部は、基準信号の振幅値Ｖ1 および評
価対象信号の振幅値Ｖ2 または基準信号の偏角値φ1
（ｔｊ）および評価対象信号の偏角値φ2 （ｔｊ）を受
けて前記評価対象信号と前記基準信号との振幅または偏
角を比較して、その結果を振幅比または位相差として出
力する。
価対象信号の振幅値Ｖ2 または基準信号の偏角値φ1
（ｔｊ）および評価対象信号の偏角値φ2 （ｔｊ）を受
けて前記評価対象信号と前記基準信号との振幅または偏
角を比較して、その結果を振幅比または位相差として出
力する。
【００１９】なお、上記構成では、周期Ｔの１／４の時
間Ｔ／４毎にサンプリングして、遅延部の方で所定時間
ｎＴ／４だけ遅延したサンプルデータを選択して出力し
ていたが、サンプリング信号発生部を、ｋを所定の正の
整数としたとき、評価開始後に最初のサンプリングのタ
イミングｔ0 を示してから、時間ｋＴ−Ｔ／４またはｋ
Ｔ＋Ｔ／４後に次のタイミングｔ1 で示されるサンプリ
ング信号を出力して評価に必要なデータのみを発生する
こととし、遅延部の方は選択することなくタイミングｔ
0 とｔ1 の隣合うサンプルデータを出力する構成にし
た。
間Ｔ／４毎にサンプリングして、遅延部の方で所定時間
ｎＴ／４だけ遅延したサンプルデータを選択して出力し
ていたが、サンプリング信号発生部を、ｋを所定の正の
整数としたとき、評価開始後に最初のサンプリングのタ
イミングｔ0 を示してから、時間ｋＴ−Ｔ／４またはｋ
Ｔ＋Ｔ／４後に次のタイミングｔ1 で示されるサンプリ
ング信号を出力して評価に必要なデータのみを発生する
こととし、遅延部の方は選択することなくタイミングｔ
0 とｔ1 の隣合うサンプルデータを出力する構成にし
た。
【００２０】
【作用】上記説明のように、本発明は、同一周期Ｔの基
準信号および評価対象信号を受けて、各信号からｎを奇
数とすれば、そのｎＴ／４間隔でサンプリングしたサン
プルデータを取得し、そのサンプルデータから基準信号
および評価対象信号の各信号の振幅と偏角を求め、さら
に信号相互間の振幅比または位相差を出力する。
準信号および評価対象信号を受けて、各信号からｎを奇
数とすれば、そのｎＴ／４間隔でサンプリングしたサン
プルデータを取得し、そのサンプルデータから基準信号
および評価対象信号の各信号の振幅と偏角を求め、さら
に信号相互間の振幅比または位相差を出力する。
【００２１】
第１の実施例 図１に本発明に係る信号評価装置１００の第１の実施例
の構成を示す。図１において、第１のＡ／Ｄ変換部１ａ
と第２のＡ／Ｄ変換部１ｂは同一、第１の遅延部２ａと
第２の遅延部２ｂは同一、第１の位相処理部３ａと第２
の位相処理部４ａは同一、第１の振幅処理部３ｂと第２
の振幅処理部４ｂは同一である。したがって、Ａ／Ｄ変
換部１，遅延部２および基準信号処理部３までの構成お
よび動作の説明は、主として基準信号ルートの方で説明
する。
の構成を示す。図１において、第１のＡ／Ｄ変換部１ａ
と第２のＡ／Ｄ変換部１ｂは同一、第１の遅延部２ａと
第２の遅延部２ｂは同一、第１の位相処理部３ａと第２
の位相処理部４ａは同一、第１の振幅処理部３ｂと第２
の振幅処理部４ｂは同一である。したがって、Ａ／Ｄ変
換部１，遅延部２および基準信号処理部３までの構成お
よび動作の説明は、主として基準信号ルートの方で説明
する。
【００２２】正弦波である基準信号ｘ（ｔ）および評価
対象信号ｙ（ｔ）は次式で示される。 基準信号 ｘ（ｔ）＝Ｖ1 ｃｏｓ（２π ｆ ｔ＋θ1 ） ＝Ｖ1 ｃｏｓφ1 （ｔ） 評価対象信号ｙ（ｔ）＝Ｖ2 ｃｏｓ（２π ｆ ｔ＋θ2 ） ＝Ｖ2 ｃｏｓφ2 （ｔ） ここで、Ｖ1 ：基準信号の振幅（大きさ），Ｖ2 ：評価
対象信号の振幅 ｆ：周波数 φ1 （ｔ）：基準信号の偏角，φ2 （ｔ）：評価対象信
号の偏角 なお、基準信号の周期＝評価対象信号の周期Ｔ＝１／ｆ
である。
対象信号ｙ（ｔ）は次式で示される。 基準信号 ｘ（ｔ）＝Ｖ1 ｃｏｓ（２π ｆ ｔ＋θ1 ） ＝Ｖ1 ｃｏｓφ1 （ｔ） 評価対象信号ｙ（ｔ）＝Ｖ2 ｃｏｓ（２π ｆ ｔ＋θ2 ） ＝Ｖ2 ｃｏｓφ2 （ｔ） ここで、Ｖ1 ：基準信号の振幅（大きさ），Ｖ2 ：評価
対象信号の振幅 ｆ：周波数 φ1 （ｔ）：基準信号の偏角，φ2 （ｔ）：評価対象信
号の偏角 なお、基準信号の周期＝評価対象信号の周期Ｔ＝１／ｆ
である。
【００２３】このような基準信号および評価対象信号
は、例えば後述する図２のようなネットワークアナライ
ザの構成におけるＩＦ信号として生成される。
は、例えば後述する図２のようなネットワークアナライ
ザの構成におけるＩＦ信号として生成される。
【００２４】本発明の信号評価装置で最終的に得たいデ
ータは、例えば振幅比Ｖ2 ／Ｖ1 または位相差θ2 −θ
1 である。
ータは、例えば振幅比Ｖ2 ／Ｖ1 または位相差θ2 −θ
1 である。
【００２５】図１で、サンプリング信号発生器部６は、
測定のための開始指示信号を受けた後に時間Ｔ／４毎に
サンプリングのタイミングｔｉ（ｉ＝０，１，２，…）
で示されるサンプリング信号を、第１のＡ／Ｄ変換部１
ａに送出してそのタイミングｔｉに対応してサンプリン
グせしめる。第１のＡ／Ｄ変換部１ａは、サンプリング
によって得られた基準データＸｉを出力する。同様に、
第２のＡ／Ｄ変換部１ｂは、対象データＹｉを出力す
る。
測定のための開始指示信号を受けた後に時間Ｔ／４毎に
サンプリングのタイミングｔｉ（ｉ＝０，１，２，…）
で示されるサンプリング信号を、第１のＡ／Ｄ変換部１
ａに送出してそのタイミングｔｉに対応してサンプリン
グせしめる。第１のＡ／Ｄ変換部１ａは、サンプリング
によって得られた基準データＸｉを出力する。同様に、
第２のＡ／Ｄ変換部１ｂは、対象データＹｉを出力す
る。
【００２６】遅延部２は、例えばメモリ等で構成され、
第１の遅延部２ａでタイミングｔ0，ｔ1 ，ｔ2 ，ｔ
3 ，ｔ4 ，ｔ5 ……に対応して入力されてくる基準デー
タＸ0，Ｘ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 ，Ｘ4 ，Ｘ5 ……を順次記憶
する。また、第１の遅延部２ａは基準データＸｉが入力
されたときは、周期Ｔの奇数倍ｎの所定時間ｎＴ／４だ
け遅延された基準遅延データＸｉ−ｎを出力する。
第１の遅延部２ａでタイミングｔ0，ｔ1 ，ｔ2 ，ｔ
3 ，ｔ4 ，ｔ5 ……に対応して入力されてくる基準デー
タＸ0，Ｘ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 ，Ｘ4 ，Ｘ5 ……を順次記憶
する。また、第１の遅延部２ａは基準データＸｉが入力
されたときは、周期Ｔの奇数倍ｎの所定時間ｎＴ／４だ
け遅延された基準遅延データＸｉ−ｎを出力する。
【００２７】この実施例では、例えばｎ＝１とすれば、
遅延部２は基準データＸｉと基準遅延データＸｉ−１の
２つの隣り合ったサンプルデータを同時に出力する。同
様にして、対象データＹｉと対象遅延データＹｉ−１の
２つの隣り合ったサンプルデータも同時に出力される。
遅延部２は基準データＸｉと基準遅延データＸｉ−１の
２つの隣り合ったサンプルデータを同時に出力する。同
様にして、対象データＹｉと対象遅延データＹｉ−１の
２つの隣り合ったサンプルデータも同時に出力される。
【００２８】なお、図１では、基準データＸｉを第１の
遅延部２ａの入力と同時に出力するとともに、基準遅延
データＸｉ−１を第１の遅延部２ａの出力から取り出し
ているが、例えば、遅延部２をメモリで構成し、そのメ
モリに全てのタイミングのデータを取り込み、後に基準
データＸｉと基準遅延データＸｉ−１を選択して同時に
出力してもよい。要は、必要なサンプルデータ、つまり
基準データＸｉと所定時間ｎＴ／４だけ遅延された基準
遅延データＸｉ−１が同時に求められる構成であればよ
い。
遅延部２ａの入力と同時に出力するとともに、基準遅延
データＸｉ−１を第１の遅延部２ａの出力から取り出し
ているが、例えば、遅延部２をメモリで構成し、そのメ
モリに全てのタイミングのデータを取り込み、後に基準
データＸｉと基準遅延データＸｉ−１を選択して同時に
出力してもよい。要は、必要なサンプルデータ、つまり
基準データＸｉと所定時間ｎＴ／４だけ遅延された基準
遅延データＸｉ−１が同時に求められる構成であればよ
い。
【００２９】基準信号処理部３では、基準データＸｉと
基準遅延データＸｉ−１を受けて、第１の位相処理部３
ａが上記式(12)から(15)のいずれかの演算を行い、基準
信号の偏角φ1 （ｔｊ）＝（２π ｆ ｔｊ＋θ1 ）を
算出する。第１の振幅処理部３ｂが上記式 (8)から(11)
の演算を行い、基準信号の振幅値Ｖ1 を算出する。
基準遅延データＸｉ−１を受けて、第１の位相処理部３
ａが上記式(12)から(15)のいずれかの演算を行い、基準
信号の偏角φ1 （ｔｊ）＝（２π ｆ ｔｊ＋θ1 ）を
算出する。第１の振幅処理部３ｂが上記式 (8)から(11)
の演算を行い、基準信号の振幅値Ｖ1 を算出する。
【００３０】なお、信号が安定であれば、上記式(12)か
ら(15)の演算のうちいずれかを１回行えば足りる（どの
式を用いても演算結果が同じだからである）。上記式
(8)から(11)の演算も同様である。したがって、サンプ
リングのタイミングｔｉは最低限２ポイントあれば足り
る。評価対象信号処理部４も基準信号処理部３と同様の
構成および動作で、評価対象信号の偏角値φ2 （ｔｊ）
＝（２π ｆ ｔｊ＋θ2 ）および振幅値Ｖ2 を算出す
る。比較部５では、位相差算出手段５ａが基準信号の偏
角値φ1 （ｔｊ）と評価対象信号の偏角値φ2 （ｔｊ）
との位相差の偏角値φ2 （ｔｊ）−φ1 （ｔｊ）、すな
わち、θ2 −θ1 を計算して出力する。振幅比算出手段
５ｂは、基準信号の振幅値Ｖ1 と評価対象信号の振幅値
Ｖ2 との振幅比Ｖ2 ／Ｖ1 を求めて出力する。
ら(15)の演算のうちいずれかを１回行えば足りる（どの
式を用いても演算結果が同じだからである）。上記式
(8)から(11)の演算も同様である。したがって、サンプ
リングのタイミングｔｉは最低限２ポイントあれば足り
る。評価対象信号処理部４も基準信号処理部３と同様の
構成および動作で、評価対象信号の偏角値φ2 （ｔｊ）
＝（２π ｆ ｔｊ＋θ2 ）および振幅値Ｖ2 を算出す
る。比較部５では、位相差算出手段５ａが基準信号の偏
角値φ1 （ｔｊ）と評価対象信号の偏角値φ2 （ｔｊ）
との位相差の偏角値φ2 （ｔｊ）−φ1 （ｔｊ）、すな
わち、θ2 −θ1 を計算して出力する。振幅比算出手段
５ｂは、基準信号の振幅値Ｖ1 と評価対象信号の振幅値
Ｖ2 との振幅比Ｖ2 ／Ｖ1 を求めて出力する。
【００３１】この第１の実施例に係る信号評価装置１０
０をネットワークアナライザの信号評価に用いる場合
は、図４の構成の信号評価部１０を図１の第１の実施例
の構成に置き換え、図２に示すような構成にできる。
０をネットワークアナライザの信号評価に用いる場合
は、図４の構成の信号評価部１０を図１の第１の実施例
の構成に置き換え、図２に示すような構成にできる。
【００３２】図２において、サンプリング信号発生部６
は、基準信号（周波数変換部９のＩＦ信号：周期Ｔ）に
同期し、その周波数を４逓倍した周波数の信号（周期Ｔ
／４）を生成して、それから必要な波形に整形してサン
プリング信号を発生させる構成にできる。なお、送信部
７において周波数シンセサイザ方式を採用して用いる場
合、周波数合成過程における信号を用いて必要な周期の
サンプリング信号を作る構成にしてもよい。
は、基準信号（周波数変換部９のＩＦ信号：周期Ｔ）に
同期し、その周波数を４逓倍した周波数の信号（周期Ｔ
／４）を生成して、それから必要な波形に整形してサン
プリング信号を発生させる構成にできる。なお、送信部
７において周波数シンセサイザ方式を採用して用いる場
合、周波数合成過程における信号を用いて必要な周期の
サンプリング信号を作る構成にしてもよい。
【００３３】図２における周波数変換部９は、高周波の
信号を低周波のＩＦ信号に変換して測定しようとするも
ので、もともとＤＵＴ８から出力される信号が低周波の
信号であれば、周波数変換部９は不要である。
信号を低周波のＩＦ信号に変換して測定しようとするも
ので、もともとＤＵＴ８から出力される信号が低周波の
信号であれば、周波数変換部９は不要である。
【００３４】一般には、ネットワークアナライザとし
て、ＤＵＴ８の利得−周波数特性または位相差−周波数
特性が測定される。この場合、図２で送信部７の周波数
を可変しながら、その周波数に対して上記振幅比Ｖ2 ／
Ｖ1 または位相差θ2 −θ1 をプロットすればよい。 第２の実施例 第１の実施例は、図３に示すようにサンプリング信号発
生部６が、時間Ｔ／４の周期で、タイミングｔｉ（ｉ＝
０，１，２，…）で示されるサンプリング信号ａを第１
のＡ／Ｄ変換部１ａおよび第２のＡ／Ｄ変換部１ｂに送
出して、そのタイミングでサンプルデータを発生せし
め、遅延部２は、受けたサンプルデータの中から、例え
ば基準データのＸ0 ，Ｘ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 の中から必要な
２つのデータの組み合わせ、つまり（Ｘ0 ，Ｘ1 ），
（Ｘ1 ，Ｘ2 ），（Ｘ2 ，Ｘ3 ）または（Ｘ0 ，Ｘ3 ）
のいずれかを選択して求める構成にされていた。
て、ＤＵＴ８の利得−周波数特性または位相差−周波数
特性が測定される。この場合、図２で送信部７の周波数
を可変しながら、その周波数に対して上記振幅比Ｖ2 ／
Ｖ1 または位相差θ2 −θ1 をプロットすればよい。 第２の実施例 第１の実施例は、図３に示すようにサンプリング信号発
生部６が、時間Ｔ／４の周期で、タイミングｔｉ（ｉ＝
０，１，２，…）で示されるサンプリング信号ａを第１
のＡ／Ｄ変換部１ａおよび第２のＡ／Ｄ変換部１ｂに送
出して、そのタイミングでサンプルデータを発生せし
め、遅延部２は、受けたサンプルデータの中から、例え
ば基準データのＸ0 ，Ｘ1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 の中から必要な
２つのデータの組み合わせ、つまり（Ｘ0 ，Ｘ1 ），
（Ｘ1 ，Ｘ2 ），（Ｘ2 ，Ｘ3 ）または（Ｘ0 ，Ｘ3 ）
のいずれかを選択して求める構成にされていた。
【００３５】第２の実施例では、当初から必要なサンプ
ルデータのみを発生する構成にした例である。そのため
に、サンプリング信号発生部６は、評価開始のための開
始指示信号を受けた後に最初のサンプリングのタイミン
グｔ0 を示してから、ｋを所定の正の整数としたとき、
時間ｋＴ−Ｔ／４後またはｋＴ＋Ｔ／４後に次のタイミ
ングｔ1 で示されるサンプリング信号を出力することと
し、遅延部２は選択することなくタイミングｔ0 とｔ1
の隣り合うサンプルデータを出力する構成にした。
ルデータのみを発生する構成にした例である。そのため
に、サンプリング信号発生部６は、評価開始のための開
始指示信号を受けた後に最初のサンプリングのタイミン
グｔ0 を示してから、ｋを所定の正の整数としたとき、
時間ｋＴ−Ｔ／４後またはｋＴ＋Ｔ／４後に次のタイミ
ングｔ1 で示されるサンプリング信号を出力することと
し、遅延部２は選択することなくタイミングｔ0 とｔ1
の隣り合うサンプルデータを出力する構成にした。
【００３６】つまり、図３において、例えばｋ＝１とし
たときに、サンプリング信号ｂの場合にはｔ0 とｔ1 ＝
ｔ0 ＋Ｔ／４の２つのタイミングを用い、サンプリング
信号ｃの場合にはｔ0 とｔ1 ＝ｔ0 ＋３Ｔ／４のタイミ
ングを用い、サンプリング信号ｄの場合にはｔ0 とｔ1
＝ｔ0 ＋５Ｔ／４のタイミングを用いた例である。実際
は、いずれか都合のよいタイミング信号を用いればよ
い、この場合、遅延部２は、タイミングｔ0 とｔ1 のサ
ンプルデータを同時に出力すればよい。
たときに、サンプリング信号ｂの場合にはｔ0 とｔ1 ＝
ｔ0 ＋Ｔ／４の２つのタイミングを用い、サンプリング
信号ｃの場合にはｔ0 とｔ1 ＝ｔ0 ＋３Ｔ／４のタイミ
ングを用い、サンプリング信号ｄの場合にはｔ0 とｔ1
＝ｔ0 ＋５Ｔ／４のタイミングを用いた例である。実際
は、いずれか都合のよいタイミング信号を用いればよ
い、この場合、遅延部２は、タイミングｔ0 とｔ1 のサ
ンプルデータを同時に出力すればよい。
【００３７】なお、上記第１および第２の実施例におけ
る基準信号処理部３，評価対象信号処理部４および比較
部５はＣＰＵを用いソフト的に処理できる。
る基準信号処理部３，評価対象信号処理部４および比較
部５はＣＰＵを用いソフト的に処理できる。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、同一周
期Ｔの基準信号および評価対象信号を受けて、各信号か
らｎを奇数とすれば、そのｎＴ／４間隔のサンプリング
したサンプルデータを取得し、それらのサンプルデータ
を基に基準信号と評価対象信号の振幅比または位相差を
求める構成としたことから、アナログの検波器を用いる
ことなく、かつ簡単な回路構成で効率よく信号を評価で
きる効果がある。
期Ｔの基準信号および評価対象信号を受けて、各信号か
らｎを奇数とすれば、そのｎＴ／４間隔のサンプリング
したサンプルデータを取得し、それらのサンプルデータ
を基に基準信号と評価対象信号の振幅比または位相差を
求める構成としたことから、アナログの検波器を用いる
ことなく、かつ簡単な回路構成で効率よく信号を評価で
きる効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】本発明の第１の実施例の構成をネットワークア
ナライザに用いた例を示すブロック図である。
ナライザに用いた例を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施例のサンプリング信号を説
明するための波形図である。
明するための波形図である。
【図４】本発明の従来技術の構成を示すブロック図であ
る。
る。
１ Ａ／Ｄ変換部 １ａ 第１のＡ／Ｄ変換部 １ｂ 第２のＡ／Ｄ変換部 ２ 遅延部 ２ａ 第１の遅延部 ２ｂ 第２の遅延部 ３ 基準信号処理部 ３ａ 第１の位相処理部 ３ｂ 第１の振幅処理部 ４ 評価対象信号処理部 ４ａ 第２の位相処理部 ４ｂ 第２の振幅処理部 ５ 比較部 ５ａ 位相差算出手段 ５ｂ 振幅比算出手段 ６ サンプリング信号発生部 ７ 送信部 ８ ＤＵＴ ９ 周波数変換部 ９ａ ミキサ ９ｂ ミキサ ９ｃ Ｂ・Ｐ・Ｆ ９ｄ Ｂ・Ｐ・Ｆ ９ｅ ローカル信号発生器 １０ 信号評価部 １０ａ Ａ／Ｄ変換部 １０ｂ Ａ／Ｄ変換部 １０ｃ ＦＦＴ演算部 １０ｄ ＦＦＴ演算部 １０ｅ ディジタル演算部 １０ｆ サンプリング信号発生部 １００ 信号評価装置
Claims (2)
- 【請求項１】 周期Ｔなる正弦波の基準信号と同一の周
期を有する正弦波の評価対象信号を受けて、前記基準信
号と評価対象信号との振幅比または位相差を評価結果と
して出力する信号評価装置において、前記周期Ｔの１／
４の時間Ｔ／４毎にサンプリングのタイミングｔｉ（ｉ
＝０，１，２，…）で示されるサンプリング信号を出力
するサンプリング信号発生部 (6)と、前記基準信号およ
び評価対象信号を各々前記サンプリング信号のタイミン
グｔｉに従ってディジタルの基準データＸｉおよび対象
データＹｉに変換して出力するＡ／Ｄ変換部 (1)と、前
記基準データＸｉおよび対象データＹｉを順次受けて保
持するとともに、前記基準データＸｉおよび対象データ
Ｙｉならびに前記周期Ｔの奇数倍ｎの所定時間ｎＴ／４
だけ遅延された基準遅延データＸｉ−ｎおよび対象遅延
データＹｉ−ｎを出力する遅延部 (2)と、前記基準デー
タＸｉおよび基準遅延データＸｉ−ｎを基に基準信号の
振幅値Ｖ1 または偏角値φ1 を出力する基準信号処理部
(3)と、前記対象データＹｉおよび対象遅延データＹｉ
−ｎを基に評価対象信号の振幅値Ｖ2 または偏角値φ2
を出力する評価対象信号処理部 (4)と、前記基準信号の
振幅値Ｖ1 および評価対象信号の振幅値Ｖ2 または基準
信号の偏角値φ1 および評価対象信号の偏角値φ2 を受
けて前記評価対象信号と前記基準信号との振幅比または
位相差を出力する比較部 (5)とを備えたことを特徴とす
る信号評価装置。 - 【請求項２】 周期Ｔなる正弦波の基準信号と同一の周
期を有する正弦波の評価対象信号を受けて、前記基準信
号と評価対象信号との振幅比または位相差を評価結果と
して出力する信号評価装置において、ｋを所定の正の整
数としたとき、評価開始後に最初のサンプリングのタイ
ミングｔ0 を示してから、時間ｋＴ−Ｔ／４またはｋＴ
＋Ｔ／４後に次のタイミングｔ1 で示されるサンプリン
グ信号を出力するサンプリング信号発生部 (6)と、前記
基準信号および評価対象信号を各々サンプリング信号の
タイミングｔ0 とｔ1 にしたがってディジタルの基準デ
ータＸ0 とＸ1 および対象データＹ0 とＹ1 に変換して
出力するＡ／Ｄ変換部 (1)と、前記基準データＸ0 およ
び対象データＹ0 を保持し、基準データＸ1 および対象
データＹ1 を受けてその基準データＸ1 および対象デー
タＹ1 を出力するとともに、前記時間ｋＴ−Ｔ／４また
はｋＴ＋Ｔ／４だけ遅延した基準遅延データＸ0 および
対象遅延データＹ0 を出力する遅延部 (2)と、前記基準
データＸ1および基準遅延データＸ0 を受けて基準信号
の振幅値Ｖ1 または偏角値φ0 を出力する基準信号処理
部 (3)と、前記対象データＹ1 および対象遅延データＹ
0 を受けて評価対象信号の振幅値Ｖ2 または偏角値φ1
を出力する評価対象信号処理部 (4)とを備え、前記基準
信号の振幅値Ｖ1 および評価対象信号の振幅値Ｖ2 また
は基準信号の偏角値φ0 および評価対象信号の偏角値φ
1 を受けて前記評価対象信号と前記基準信号との振幅比
または位相差を出力する比較部 (5)とを備えた信号評価
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35833791A JPH05180888A (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | 信号評価装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35833791A JPH05180888A (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | 信号評価装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05180888A true JPH05180888A (ja) | 1993-07-23 |
Family
ID=18458781
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35833791A Pending JPH05180888A (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | 信号評価装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05180888A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005315694A (ja) * | 2004-04-28 | 2005-11-10 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電子部品装置 |
| CN102508032A (zh) * | 2011-11-04 | 2012-06-20 | 上海神开石油化工装备股份有限公司 | 检测信号的衰减与相移测量方法 |
| CN102520233A (zh) * | 2011-12-14 | 2012-06-27 | 陕西千山航空电子有限责任公司 | 一种交流比率信号采集计算方法 |
| CN103399207A (zh) * | 2013-07-31 | 2013-11-20 | 成都电业局双流供电局 | 二次电压核相装置及核相系统 |
| JP2015155870A (ja) * | 2014-02-21 | 2015-08-27 | 株式会社東芝 | 分圧誤差測定方法 |
| JP2016539347A (ja) * | 2013-09-30 | 2016-12-15 | エアバス ディフェンス アンド スペイス リミテッド | 剰余数系アナログ−デジタル変換を使用した位相角測定 |
-
1991
- 1991-12-27 JP JP35833791A patent/JPH05180888A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005315694A (ja) * | 2004-04-28 | 2005-11-10 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電子部品装置 |
| CN102508032A (zh) * | 2011-11-04 | 2012-06-20 | 上海神开石油化工装备股份有限公司 | 检测信号的衰减与相移测量方法 |
| CN102520233A (zh) * | 2011-12-14 | 2012-06-27 | 陕西千山航空电子有限责任公司 | 一种交流比率信号采集计算方法 |
| CN103399207A (zh) * | 2013-07-31 | 2013-11-20 | 成都电业局双流供电局 | 二次电压核相装置及核相系统 |
| JP2016539347A (ja) * | 2013-09-30 | 2016-12-15 | エアバス ディフェンス アンド スペイス リミテッド | 剰余数系アナログ−デジタル変換を使用した位相角測定 |
| JP2015155870A (ja) * | 2014-02-21 | 2015-08-27 | 株式会社東芝 | 分圧誤差測定方法 |
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