JPH05153174A

JPH05153174A - デジタル変調された信号の復調、同期方法

Info

Publication number: JPH05153174A
Application number: JP12849392A
Authority: JP
Inventors: Hans-Peter Ketterling; ケツターリングハンス−ペーター
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1991-05-22
Filing date: 1992-05-21
Publication date: 1993-06-18
Also published as: DE59209321D1; FI921894A0; DE4116614A1; EP0514629A2; EP0514629A3; US5333150A; EP0514629B1; FI921894A

Abstract

(57)【要約】【目的】コンピュータコストを低減し、伝送チャネル
にノイズのある場合にも広い限界内で信頼性を以て確実
に動作するデジタル変調信号における復調及び同期化方
法を実現することが本発明の目的である。【構成】復調さるべき信号から、制限及び直線的ＦＭ
の後、振幅の点でシンボルクロックと整数比の関係にあ
る時間パターンにて量子化されたベースバンド信号が生
成される。シンボルの形成のためパターンの形の夫々複
数のデジタル化信号振幅が用いられこれら信号振幅は受
信信号中で固定的時間パターンにて時間的に順次選ばれ
中間記憶されたものである。上記シンボルは少なくとも
間接的にメモリ中に固定的に記憶された複数の信号パタ
ーンと比較され、所定の精度内でいずれか１つの記憶さ
れた信号パターンと一致する際当該信号パターン又はこ
れに対応づけられた情報および／又は同期化パルスが時
間配列パターンの生成のため出力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は請求項１の上位概念にて
特定された形式の方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】殊にデジタル移動無線伝送方式に対して
一連の複雑且技術コストの高い復調−及び同期化方式が
開発されている。それ自体相当複雑な動作をする方式で
は信号は復調ないし同期化のため離散的（個別）限界値
を用いて処理される。ノイズは直接的に復調結果に影響
を及ぼし、冗長性を増大させる複雑な技術コストの高い
伝送方式によってしか低減され得ない。それらの方式に
は常に所定の情報チャネルを介して伝送可能なデータの
損失が伴なう。

【０００３】

【発明の目的】本発明の目的ないし課題とするところ
は、コンピュータコストを低減し、伝送チャネルにノイ
ズがある場合にも広い限界内で信頼性を以て確実に動作
する解決手段、技術手段を提供することにある。

【０００４】

【発明の構成】上記課題は請求項１の特徴事項を成す構
成要件により解決される。

【０００５】本発明によれば、モノリシックに集積化可
能なデジタル動作する方法として実現され、これによっ
ては複雑且技術コストの高い高能力コンピュータとか広
汎なソフトウェアを必要とせず又は同期化及び復調の同
時の実施を可能にする当該方法が実現されるという利点
が得られる。

【０００６】本発明の復調及び同期化方法の基本技術思
想は受信された信号のパターン及びこれにより導出され
る意味（重み）ないし有意性の識別（認識）並びに同期
パルスの形成に基づいており、その際その同期パルスは
回路全体に対する基準クロックを供給する発振器の追従
制御のために用いられるものである。

【０００７】その際後続する信号処理の基礎事項はハー
ドな制限及び直線的なＦＭ復調の後得られるベースバン
ド信号の振幅量子化であり、その際その振幅量子化はシ
ンボルクロックと整数比の関係にある規則的な時間間隔
をおいて行なわれる。

【０００８】本発明の方法は特に、一定の振幅を以ての
２段及び多段の角度変調方式に関連付けて有利に適用可
能である。その場合、当該方法は旧来の意味ではコヒー
レントではない。その代わりに比較的ハードな制限が適
用され得、それにより、自動的利得（増幅度）制御（Ａ
ＧＣ）が必要でなく、周波数−及び位相誤りに対しての
著しい影響受難さが達成される。

【０００９】ここで、殊に、ＣＰＭ−方式、例えば、Ｃ
Ｐ−ＢＦＳＫ（２ＲＣ）及びＣＰ−４ＦＳＫ（２ＲＣ）
は重要である。パーシャル−レスポンス方式の場合にお
ける適用も同様に可能であり、例えばＣＰ−ＢＦＳＫ
（４ＲＣ）の形態で可能である。基本的技術的手法は常
に同じであり、従って、例えばＣＰ−ＢＦＳＫ（２Ｒ
Ｃ）−変調の例について一層詳細に考察するものとす
る。

【００１０】シンボルクロックｆ_sの同期化信号はシン
ボル側縁から導出されるのが最も好ましい。

【００１１】

【数１】

【００１２】に対しては、但し、

【００１３】

【数２】

【００１４】側縁中央が設定されており、その際、Ｔ_s
はシンボル持続時間である。側縁中央に対するサンプリ
ングクロックはＰＬＬ回路を用いて取出され、このＰＬ
Ｌ回路はサンプリングパルス列を、ｖｃｘｏから得られ
た列と比較し、この列に追従制御させる。それにより、
長時間平均値ｆ_vcxo＝ｆ_s が生ぜしめられ、そして保持される。当該ＰＬＬ回路は
基準パルスを取出すためのゲート回路を有し、上記の基
準パルスの取出しは次のような場合、行なわれる、即
ち、情報の変化が生じない場合、つまり１−１及び０−
０の状態変化の際、側縁パルスが生ぜしめられない場合
行なわれる。それにより、０−１及び１−０の状態変化
のみが復調の結果に影響を及ぼすようになる。

【００１５】位相の跳躍的変化（ジャンプ）は、デジタ
ル補助ループ（これは極めて簡単にカウンタとして実現
され得る）によって補償され得る。予期されたパルスが
複数回予期窓内に入らない場合、拡大された予期窓のも
とで上記補助ループを用いて１つ又は複数ステップで新
たな位置関係の迅速な状態変化が行なわれ得る。窓の大
きさ及び補正ステップ幅の設定状態は臨界的であって、
場合により実験的に求められ得る。できる限りわずかな
Ｓ／Ｎ比のもとで同期化を達成することが狙いである。

【００１６】当該復調はパターン認識を用いてのデジタ
ル信号の復調方法と異なって行なわれる。

【００１７】できるだけわずかなＳ／Ｎ比のもとでなお
復調し得るため、予期（予測）されるパターン（特性）
カーブのうちの１つに最も近い信号カーブ部分が受信さ
れたものと仮定される。偏差の大きさは品質判定尺度と
して用いられ得、更に、伝送路上のノイズに基づく不規
則性の状態が特に特徴的に表示され得る。両者は、或種
の誤り識別コードの使用の際のノイズのある信号の所期
のデコーディングに寄与する。

【００１８】有利な実施形態によれば相応にシンボルク
ロックに従ってサンプリングされるパターンはシンボル
長さＴ_sに亙ってシンボル中央に対してのセンタリング
の場合に対して記録され、記憶されたパターンカーブと
比較される。所期のパターンは例えば受信されたパター
ンに対する差の２乗の最小和を有するパターンである。
但し、就中、比較的高度の変調形式の場合、又は１つよ
り多くのシンボル持続時間に亙ってのサンプリングの
際、多数の比較が必要であり、さらにそれにより比較的
高い伝送レートの場合、高速のハードウェアが前提とさ
れる。

【００１９】本発明の他の有利な実施形態は次のような
手法を利用する、即ち時間経過から次のような標識ない
しシグナリング符号が外挿される、即ちそこからシンボ
ル内容を計算し得る標識ないしシグナリング符号が外挿
されるという手法を利用する。その種方法は部分的に計
算操作、コストを要し、複雑かつ大規模なアルゴリズム
に基づいており、このアルゴリズムの実行は比較的に高
い伝送速度のもとで能率的なハードウェアを前提とし、
そのようなハードウェアは相当高価なものである。

【００２０】特に有利であると判明したさらに別の手法
は復調のためメモリを利用する。その場合、受信された
信号の幾つかのデジタル化された振幅値は直接所属の結
果が記憶されているメモリに対するアドレスとして用い
られ、その際その所属の結果は当初準対称（平衡）的考
察により、ないし適当なアルゴリズムにより得られたも
のであり、その際自己学習的なシステムが適する。適当
なアドレス配置によってはメモリ内容が直接的にパター
ンに対応づけられる。

【００２１】次に、複数の図を用いて本発明の実施例を
詳述する。

【００２２】

【実施例】図１に示す評価回路ベースバンド信号用の入
力端子１を有する。この入力端子１にはＬＰＦ２が接続
されており、このＬＰＦ２によっては、そこで、急峻な
側縁特性によりノイズのある高周波成分が除かれる。Ｌ
ＰＦ２の出力側にはＡ／Ｄ変換器３の入力側が接続され
ている。このＡ／Ｄ変換器は例えば４ｂｉｔ幅のベース
バンド信号を量子化する。当該デジタル化は有利に８又
は１６重（倍）のシンボルクロックで行なわれ、換言す
れば、各“シンボル”は等間隔の時間間隔で８回ないし
１６回サンプリングされ、従って、８ないし１６の４ビ
ット−デジタル該に変換される。このクロックはクロッ
ク発生器４により発生される。この発生器４の出力信号
は第１の語シフトレジスタ５のクロック入力側にも達
し、上記第１語シフトレジスタ５はそれのデータ入力側
にてＡ／Ｄ変換器のデジタル出力信号の供給を受ける。
上記語シフトレジスタ５によっては後置接続の第１のＲ
ＯＭメモリ６（読出専用メモリ）のアドレッシングのた
め各４ビットずつのそれぞれ９つの該が形成される。粗
復調及び同期化のための相応の“パターン−Ｉ−方式”
の信号経過が図２に示してある。

【００２３】クロック発生器４のクロック信号は次のよ
うな大きさのクロックレートを有する、即ち、デジタル
処理の際の信号の同期化系列が、十分精細な配列パター
ンを有するような大きさのクロックレートをを有する。
例えば十分精確な同期化のためそのつど第１６番目ごと
のシンボルクロックが選択される場合、第１の該シフト
レジスタ５は相応し比較的に長く構成されねばならな
い。但し、シンボル始端、シンボル中央、シンボル終端
が必要とされるだけであるので、１２ビットの第１ＲＯ
Ｍメモリ６のアドレス空間で十分である。

【００２４】３２Ｒｂｙｔｅの容量を有するＲＯＭメモ
リによっては第１ＲＯＭメモリ６の出力側にて、各１つ
の同期パルス、障害（ノイズ）通報ビット、信号品質を
表わす３ビット、当該の信号区分（セクション）のその
つどデコーディングされるカーブ部分の情報内容の表示
のための３つのビット−即ち例えば“０１０”−が得ら
れる。

【００２５】第１のＲＯＭ（パターンＲＯＭＩ）６の出
力側には第２の語シフトレジスタ８が後置接続されてお
り、その際出力線路、即ち、線路（この線路上にデコー
ディングされるカーブ部分の情報内容が現われる）は第
２語シフトレジスタのデータ入力側と接続されている。
第１ＲＯＭメモリ６からの読出し及び第２語シフトレジ
スタ８のクロック制御が、２倍のシンボルクロックで、
換言すれば係数４だけ低減されたクロック発生器４のク
ロックで行なわれる。低減されたクロック（例えば２ｆ
_symb）は入力側７に加えられる。クロック発生器４のク
ロックと、低減されたクロックに対する入力側７との間
の結合は固定的でなく、入力信号への同期化に依存し、
その場合、当該の同期化とは入力信号のシンボルに対す
る固定位相状態を意味しており、これにより、ひきつづ
いての処理がシンボル同期して行なわれ得る。ＲＯＭ６
の出力信号としての同期パルス（中央ないし側縁）はＰ
ＬＬ回路１５の位相制御回路を介してクロック発生器４
へ達する。

【００２６】シンボルの情報内容は第２該シフトレジス
タ８において語列を形成し、この語列は第２シフトレジ
スタ８に後置接続された別のＲＯＭメモリ９のアドレッ
シングのために用いられる。

【００２７】第２語シフトレジスタ８中に含まれてい
る、例えば５×３ビットの該列は５つの順次連続するカ
ーブエレメントに相応し、２つの順次連続するシンボル
のデコーディングされる情報内容を表わす（相応の信号
関係性が図３に示してある。）。

【００２８】第２ＲＯＭメモリ９のアドレッシングによ
っては平均値形成がなされ、その際カーブ部分はシンボ
リル化表示して例えば列“ＦＭＦＭＦ”を有するとよ
い。その場合”Ｆ〃は側縁（“Ｆｌａｎｋｅ”）を表わ
し、“Ｍ”は中央（“Ｍｉｔｅ”）を表わす。入力信号
の２つのシンボルの情報内容からの平均値形成はパター
ン−ＲＯＭ９にて行なわれる。第２ＲＯＭメモリ９は図
示の例では２¹⁵のアドレス空間を有し、デコーディング
された情報及び平均化された品質判定尺度を生じさせ得
る。それにより１６ＫＢｙｔｅのメモリの所要の規模が
生じる。

【００２９】第２ＲＯＭメモリ９の出力側１０には平均
化された情報が得られる。アンドゲート１２の第１入力
側１０には第２入力側１３に現われるシンボルのレート
に相応するクロック信号ｆ_SYMBが加わる。アンドゲート
１２（それの一方の入力側にはＲＯＭ９のアドレッシン
グされるメモリ内容の各１ビットが供給される）を用い
てはデコーディングされた情報（これは平均化された
“０”と“１”とから成る）が、出力側１７に供給され
る。実際にアドレッシングされるメモリロケーションに
相応し第２ＲＯＭメモリ９の出力側１４に現われる別の
３ビット語は平均化された品質判定尺度を形成し、この
判定尺度によっては出力側１０に現われる信号の依頼性
に対する尺度が与えられる。

【００３０】平均値形成の際シンボル中央のみを利用す
れば、第２メモリの規模は著しく減少し、本例では０．
２５ＫＢｙｔｅに減少する。よって第１ＲＯＭメモリ６
の入力側７におけるクロック周波も同様に半分に減少す
る、即ち、たんに入力側にてのシンボルの入力供給のレ
ートであるｆ_sによってのみ、クロック制御をしさえす
ればよく、もはや２・ｆ_sでクロック制御をする必要は
なく、デコーダ出力側におけるアンドゲート１２も同様
に省かれ得る。

【００３１】平均値形成を量子化された振幅値で直接的
に行なおうとする場合、当該回路は相応して拡大さるべ
きである。

【００３２】本発明による復調−及び同期化方法の使用
の際重要なことは受信されたシンボルのパターンの認識
及びそれより導出された意味（重み付け）並びに、同期
パルスの形成であり、上記同期パルスは殊に発振器４の
追従制御に用いられ、この発振器からは回路全体向けの
基準クロックが送出される。

【００３３】その際後続する処理にとって重要であるの
はベースバンド信号の振幅量子化である。その際そのベ
ースバンド信号はバードな制限及び直線的ＦＭ復調の後
得られたものであり、上記量子化は規則的時間間隔（こ
れはシンボルクロックと整数比の関係にある）をおいて
行なわれる。当該振幅は有利に８ビット−Ａ／Ｄ変換器
３により２のｎ乗倍シンボルクロックによりサンプリン
グされ、有利にはｎ＝３又は４、つまり、２のｎ乗＝８
ないし１６である。

【００３４】図２と図３には（既述のように）評価手法
の詳細が概念的に示してある。図２には同期化及び粗復
調用のシンボルに対するサンプリング時点の対応づけが
示してある。同期化の場合におけるサンプリング時点は
シンボル始端、シンボル中央、シンボル終端にて位置し
ている。実線で示す信号はシンボルを形成し、一方、破
線で示す信号側縁は同期化特性に係わる。

【００３５】図４にはＣＰ−ＢＰＳＫ（２ＲＣ）の場合
における特性関係が示してある。評価さるべきシンボル
Ｔは時間的かつ振幅的に制限されるハッチングで示す評
価窓１８を用いて捕捉され、この評価窓はシンボルの、
時間的に予期されるべき特性経過に相応するパターンを
有する。正又は負の半波１９ないし２０に相応する特性
経過に対して、上記“窓”の始端と終端にて零点通過部
にて評価領域２１，２２が設けられている。同様にし
て、評価窓の中央にて正ないし負の最小値の領域に評価
領域２３，２４が設けられている。さらにほかの評価領
域２５〜２８が時間的及び振幅的中間領域に設けられて
いる。

【００３６】図５にはアドレスに対するパターン対応付
けを示す。実際に構成さるべきシステムの記憶領域に対
する上限として２¹⁶〜２²⁰のアドレス空間が適当なもの
として現われ、ないし、これを越えてはいけない（所要
のメモリをなお経済的に実現し得るには）。

【００３７】上記方式、手法が能率的である理由は、最
終的に或種の連想記憶に基くからである。それの実現の
ためにはたんに次のような簡単なハードウェアしか必要
でない、即ち、それの最大作動速度がＭＨｚ領域にある
メモリから主として構成される簡単なハードウェアしか
必要でない。一方、重点的に考察される移動無線チャネ
ルを介してのデジタル伝送はたんに数１００Ｋｂｉｔ／
ｓの伝送速度に基づく。８倍〜１６倍のシンボルクロッ
クが動作速度として必要され、その結果ハードウェアの
速度に対して所定の最低要求が課せられなければならな
い。

【００３８】図５に示すように各Ｋ個のｂｉｔ、例えば
ｋ＝４を有するシンボル始端、始動中央、シンボル終端
を量子化する場合、２^3k、ここでは２¹²のアドレス空間
が生じる。その場合、メモリはシンボル意味（重み）、
例えば“０１０”、障害報知１又は０、（ｋ−１）ｂｉ
ｔを有する品質判定尺度（ここでは３ｂｉｔ）を出力
し、その結果この場合結果該は８ビットを含む（参照、
図５）。よってＣＰ−ＢＦＳＫ（２ＲＣ）に対しては３
２ＫＢｙｔｅのＲＯＭで十分であることとなる。装置構
成を１８倍のシンボルクロック７でクロック制御し時間
的に等間隔のサンプルを抽出すれば、ビットクロックパ
ルスを取出すこともできる。これらビットクロックパル
スはメモリにて側縁中央にセットされ次のような際現れ
る、即ち、丁度０−１−又は１−０−状態遷移の中央に
達した際、また｜Ｓ_(t+T)−Ｓ_(t)｜≧Ｓ０／２が最大である際現れる。但し状態変化が起らない場合
は、同期化のために有用な側縁が存在せず、従って、側
縁中央パルスも存在しない。要するに、パターンメモリ
は復調のためと、同期クロック形成のために同時に利用
され得る。

【００３９】ノイズ除去を改善するため複数シンボル期
間に亙ってのサンプリングも可能である。複数シンボル
期間の場合、５つのサンプリング期間が、有利な値を形
成する。４ｂｉｔのデータ該でのサンプリングの場合、
２²⁰のアドレス空間が生じる。それにより、シンボル列
の比較的長い部分、例えばシンボル“０１”又は確率的
に高い隣接シンボル列、例えば“００１０”におけるよ
うなものをもデコーディングし得る。そのようなシンボ
ル列を、更に、障害（ノイズ）尺度に基づき得られた信
号ビット並びに信号品質を特徴づけるビットとまとめれ
ば８ビットの信号列が得られる。それ故に、生起する所
要の記憶（メモリ）容量は１ＭＢｙｔｅである。

【００４０】本発明の方法は殊に次のような場合でも有
利に使用され得る、即ち、振幅−及び平均値−正規化の
代わりに、中央位置からの偏差がデコーディングに際し
て考察される場合でも殊に有利に使用され得る。図６に
は振幅誤差、オフセット誤差、信号ひずみ等々の場合に
おけるノイズのあるシンボルの評価に対する幾つかの重
要な例が比較的多く示してある。それにより当該波形は
固定閾値との単純な閾値比較の場合におけるより精確に
評価される。それというのは利用可能な情報全体が一層
良好に活用され得るからである。

【００４１】雑音又は障害（ノイズ）による信号への影
響の様子が図７に示してある。その場合、当該信号状態
及びそれの波形から品質判定尺度がどのようにして求め
られ得るかも明示されている。上記品質判定尺度を求め
る場合、有利に、複数シンボルのデコーディングの際の
結果が関与せしめられる。それにより、簡単に、平均的
受信品質についての情報が得られる。

【００４２】所定の誤り訂正コードを用いての信号伝送
の場合、夫々の個々のシンボルにおいて得られた判定の
確実性に就いての情報表示が有用であり、残留誤差の後
続の除去に際して用いられ得る。このために、殊に、夫
々の個々のシンボルに対して、最初の評価（重み付け）
の際得られた一時的な（仮りの）又は“高速の”判定尺
度が有用である。

【００４３】特別に重要性があるのは当該波形の評価
（重み付け）が、それの位置状態に無関係に行なわれる
ことである。それにより、重畳された低周波ノイズ、可
変のオフセット等々の作用、影響が消失、ないしその度
合の点で低減される。上記作用効果は次のような事項に
基いている、即ち、結局限界値に関連づけて求められた
絶対値でなく、信号差が評価されこの信号差は前述のノ
イズ（障害）により殆ど又は全く損なわれないという事
項に基いている。

【００４４】当該平均値形成手法は下記の技術事項を利
用し得る、即ち、１つのシンボルについて、複数の情報
が取得される、例えば、シンボル“１”及び確率的な部
分列“０１０”が取得されるという技術事項を利用し得
る。図８はどのように評価（重み付け）を行ない得るか
を示す。

【００４５】上記手法の有用性が殊に顕著になるのは少
数の部分判定が誤りであり、但し多数が正しい場合であ
る。その場合平均値形成によっては適正な判定の影響が
優勢となり、それにより所定のシンボルを誤って復調す
る確率が低減される。復調されるロジック値の変わりに
直接的に、量子化された信号値を当該平均値形成のため
に用いればさらに一層の改善が可能である（図９に示す
ように）。それというのは、当初存在していた情報のよ
り精確な評価が可能になるからである。さらに、当該列
（シーケンス）を量子化された値として入力、但し、シ
ンボルを正規化された値“１”又は“０”として入力
し、重み付けに作用を及ぼすことも可能である。ここ
で、最適化には実際上の試行（試験）が必要である。同
様のことが複数シンボルに亙ってのサンプリングの場合
にも成立つ。平均値形成はフォールトトレラントであ
り、その結果個別の誤った情報がカバーされ得、但し、
この場合、“１／２”と“１”との間、ないし、“０”
と“１／２”との間の値の場合信号品質を（帰納的に）
推測し得る。その場合“１／２”は当該両ロジック状態
に対応づけられた各振幅値間の該中央をシンボリックに
表わす。

【００４６】上記と同じ方式により、平均値形成をメモ
リにより行なわせ得る。その際のアドレス空間は結合さ
れたシンボルの数に、各シンボルごとの量子化ビットの
数を乗じた値となる。上記例では３×４ｂｉｔであり、
よって、２¹²のアドレス空間となる。その場合シンボル
中央はより一層強く（大きく）重み付けされる。但し、
シンボル及び隣接する側縁を考察し、例えば、側縁０１
からシンボルが得られ、隣接するシンボル０−１、１−
０からは該“０１１１０”が得られ、それ故、従って、
考察されるシンボルには意味（重み）“１”が対応づけ
られ得る。この場合においてもロジック意味（重みない
し有意性）の代わりに量子化された振幅を用いることも
できる。

【００４７】同期化及び復調が簡単なパターン認識に基
づいて、２つの直列接続されたメモリにより実現され、
集積化された形態で作製される。

【００４８】多段変調形式（例えばＣＰ−４ＦＳＫ（２
ＲＣ））への拡大の際比較的高い段の量子化が行なわ
れ、その際パターンメモリのアドレス空間は相応に比較
的に設計される。パーシャル−レスポンス方式ではこれ
まで示した方式に全く類似して複数のシンボルについて
の評価が行なわれる。

【００４９】本発明はその実施上、先に述べた有利な実
施例に限られていない。寧ろ、基本的に異なって変形し
た実施例においても図示の手法を使用する複数の変化実
施例が可能である。

【００５０】

【発明の効果】本発明によれば、簡単且容易に集積化可
能であって、複雑かつ技術的コストの高いコンピュータ
とか広汎なソフトウェアを必要とせず、伝送チャネルノ
イズがある場合にも信頼性を以て確実に動作し得るデジ
タル変調信号用の復調、同期方法を実現したという効果
が奏される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の方法を実施する評価回路のブロック接
続図である。

【図２】粗復調及び同期化パルス生成の際のパターン−
Ｉ−比較の説明のための特性図である。

【図３】平均値形成及び誤り識別ないし誤り補正の場合
パターン−ＩＩ−比較の説明のための概念図である。

【図４】ＣＰ−ＢＦＳＫ（２ＲＣ）−変調の際の評価の
ための特性関係図である。

【図５】本発明の復調−ないし包絡線方式の有利な発展
形態におけるパターン−とメモリ−内容との間の関係を
示す概念図である。

【図６】ノイズのある及びノイズのない信号の概念図で
ある。

【図７】異なった品質の各種信号の特性（アイパター
ン）図である。

【図８】隣接するシンボルを考慮してのシンボルの信号
内容を求める様子を示す概念図である。

【図９】振幅を方形により評価する手段を用いてシンボ
ルを求める手法を示す概念図である。

【符号の説明】

１入力端子２ＬＰＦ３Ａ／Ｄ変換器４クロック発生器５第１該シフトレジスタ６パターン２ＲＯＭＩ（第１ＲＯＭ）７入力側８第２該シフトレジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】復調されるべき信号から、制限の後、及
び例えば直線的ＦＭ復調の後、当該振幅の点で所定時間
パターンにて量子化されたベースバンド信号を生成し、
上記時間パターンはシンボルクロックと整数比の関係に
あるようにし、ここにおいて、パターンの形で夫々複数
のデジタル化された信号振幅により１つのシンボルを形
成し、該信号振幅は受信された信号中で時間的に順次選
択され中間記憶されたパターンの形の複数の信号振幅で
あるようにし、上記シンボルを少なくとも間接的にメモリ中に固定的に
保持された複数の信号パターンと比較し、所定の精度内での上記の記憶された信号パターンの１つ
との一致の際当該の１つの信号パターン又はこれに対応
づけられた情報および／又は同期化パルスを時間配列パ
ターンの形成のため出力することを特徴とするデジタル
変調された信号の復調、同期方法。
【請求項２】当該振幅を２のｎ乗倍のシンボルクロッ
クでサンプリングし、但しｎは例えば３又は４であるよ
うにした請求項１記載の方法。
【請求項３】２段又は多段角度変調方式、例えば一定
の振幅による当該角度変調、ないし包絡線方式に適用さ
れるようにした請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】比較的ハードな制限を行なうようにした
請求項１から３までのうちいずれか１項記載の方法。
【請求項５】例えばＣＰＭ方式、ＣＰＢＦＳＫ（２Ｒ
Ｃ）又はＣＰ−４ＦＳＫ（２ＲＣ）に適用されるように
した請求項３又は４記載の方法。
【請求項６】上記シンボルクロックの同期化信号が当
該シンボル（側縁）から導出されるようにした請求項１
から５までのうちいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】受信されシンボルクロックにしたがって
サンプリングされたパターンがシンボル長さに亙ってシ
ンボル中央に対してセンタリングのため記録され、そし
て記憶されたパターンカーブと比較され、そして、平均
して一致度が最大となるパターン特性カーブのシンボル
中央がセンタリングのために用いられるようにした請求
項１から６までのうちいずれか１項記載の方法。
【請求項８】当該一致度に対する尺度として差の２乗
の最も小さい和が用いられるようにした請求項７記載の
方法。
【請求項９】当該システムは当該関係性を学習自体に
よって求めるようにした請求項７記載の方法。
【請求項１０】上記復調はメモリを用いて行なわれ、
ここにおいて、受信された信号の幾つかのデジタル化さ
れた振幅値が、メモリに対するアドレスとして用いら
れ、上記メモリのメモリロケーションから所属の結果が
読出可能であるようにした請求項１から９までのうちい
ずれか１項記載の方法。
【請求項１１】ノイズ低減のため複数のシンボル期
間、例えば３つ又は５つのシンボル期間に亙ってサンプ
リングを行なうようにした請求項１から１０までのうち
いずれか１項に記載の方法。
【請求項１２】振幅エラー、オフセットエラー又は信
号ひずみから平均受信品質に対する測定値が導出される
ようにした請求項１から１１までのうちいずれか１項記
載の方法。
【請求項１３】上記復調は例えば誤り修整コードを用
いて多段に行なわれるようにした請求項１から１２まで
のうちいずれか１項記載の方法。
【請求項１４】そのつど複数の順次連続するシンボル
に亙って平均値形成の行なわれるようにした請求項１か
ら１３までのうちいずれか１項記載の方法。
【請求項１５】復調されたロジック値の代わりに直接
的に上記の平均値形成のため量子化された信号値が用い
られるようにした請求項１３記載の方法。
【請求項１６】上記平均値形成は、アドレッシング可
能なメモリを用いて行なわれ、その際アドレス信号は平
均化さるべきシンボルから形成されるようにした請求項
１３又は１４記載の方法。
【請求項１７】同期化及び復調は２段に２つの順次連
続するメモリを用いて行なわれるようにした請求項１か
ら１６までのうちいずれか１項記載の方法。
【請求項１８】シンボルと比較パターンとの間のわず
かな偏差の際、付加的に、又はその中に含まれている情
報ないし同期化信号の代わりに、エラーを表わす信号が
送出されるようにした請求項１から１７までのうちいず
れか１項記載の方法。