JPH0514429A - 直交変調器キヤリア・リーク調整回路 - Google Patents
直交変調器キヤリア・リーク調整回路Info
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- JPH0514429A JPH0514429A JP3166847A JP16684791A JPH0514429A JP H0514429 A JPH0514429 A JP H0514429A JP 3166847 A JP3166847 A JP 3166847A JP 16684791 A JP16684791 A JP 16684791A JP H0514429 A JPH0514429 A JP H0514429A
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- Japan
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- voltage
- carrier
- quadrature modulator
- control voltage
- carrier leak
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 直交変調器のキャリア・リークを抑圧する。
【構成】 送信と送信休みを繰返しながら変調波を出力
する直交変調器１０の出力を検波器１１で検波し、スイ
ッチ１２で送信休み時のみの検波出力を取出す。これを
電圧保持回路１３，Ａ−Ｄ変換器１４でデータ化する。
このデータに基づきマイクロプロセッサ１６でキャリア
・リークを最小にする制御電圧を算出する。この制御電
圧を電圧発生器１５で生成し、直交変調器１０に加えて
そのキャリア・リークを抑圧する。
する直交変調器１０の出力を検波器１１で検波し、スイ
ッチ１２で送信休み時のみの検波出力を取出す。これを
電圧保持回路１３，Ａ−Ｄ変換器１４でデータ化する。
このデータに基づきマイクロプロセッサ１６でキャリア
・リークを最小にする制御電圧を算出する。この制御電
圧を電圧発生器１５で生成し、直交変調器１０に加えて
そのキャリア・リークを抑圧する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル方式の通信
機等に用いられる直交変調器のキャリア・リーク調整回
路に関するものである。
機等に用いられる直交変調器のキャリア・リーク調整回
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル方式の通信が拡がりつ
つある。ディジタル方式の変調方式には、ＰＳＫ（phas
e shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Mod
ulation)等の方式があり、例えば北米、日本等のディジ
タル・セルラ自動車電話では、π／４shift ＤＱＰＳＫ
（differentally encoded quadrature phase shift Key
ing ）方式が使用されている。
つある。ディジタル方式の変調方式には、ＰＳＫ（phas
e shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Mod
ulation)等の方式があり、例えば北米、日本等のディジ
タル・セルラ自動車電話では、π／４shift ＤＱＰＳＫ
（differentally encoded quadrature phase shift Key
ing ）方式が使用されている。
【０００３】これらの変調方式では、直交変調器が使用
される。図２に、直交変調器の基本構成を示した。通
常、Ｉ（Inphase ），Ｑ（quadrature）ベースバンド
（ディジタル）信号は、ＬＰＦ１，２で帯域制限された
後、乗算器３，４でＬ0 キャリア信号発生器５からのＬ
0（ローカル）キャリア信号とそれぞれ乗算され、合成
器７で加算された後に、変調信号Ｓ（ｔ）を得る。
される。図２に、直交変調器の基本構成を示した。通
常、Ｉ（Inphase ），Ｑ（quadrature）ベースバンド
（ディジタル）信号は、ＬＰＦ１，２で帯域制限された
後、乗算器３，４でＬ0 キャリア信号発生器５からのＬ
0（ローカル）キャリア信号とそれぞれ乗算され、合成
器７で加算された後に、変調信号Ｓ（ｔ）を得る。
【０００４】ここで、Ｌ0 キャリア信号の一方（Ｑ側）
は９０°移相器６により、９０°だけ位相のずれた信号
となっている。
は９０°移相器６により、９０°だけ位相のずれた信号
となっている。
【０００５】このような直交変調器を用いて、ＲＦ信号
を得る方法には、図３（Ａ）に示すように、直接ＲＦ信
号で変調する方法（直接変調方式）と、図３（Ｂ）に示
すように低周波で変調後、周波数変換して、必要なＲＦ
周波数を得る方法（周波数変換方式）が考えられる。
を得る方法には、図３（Ａ）に示すように、直接ＲＦ信
号で変調する方法（直接変調方式）と、図３（Ｂ）に示
すように低周波で変調後、周波数変換して、必要なＲＦ
周波数を得る方法（周波数変換方式）が考えられる。
【０００６】両者を比較した場合、図３（Ａ）に示す直
接変調方式が、回路規模や単純さ、コストの点で有利で
ある。
接変調方式が、回路規模や単純さ、コストの点で有利で
ある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
直接変調方式では、次に述べるような、キャリア・リー
クの問題を避けることが出来なかった。
直接変調方式では、次に述べるような、キャリア・リー
クの問題を避けることが出来なかった。
【０００８】直接変調方式の直交変調器構成を、８００
MHz 帯の北米方式ディジタル・セルラ自動車電話を例
に、詳細に説明する。図４（Ａ）に、π／４shift ＤＱ
ＰＳＫ変調器の構成を示す。８００MHz 帯が使用される
ので、Ｌ0 キャリア信号は８００MHz 帯となり、変調信
号Ｓ（ｔ）の位相は図４（Ｂ）に示すように、直交した
２つのベクトルＩ，Ｑの和で表現され、８point の信号
点が構成される。
MHz 帯の北米方式ディジタル・セルラ自動車電話を例
に、詳細に説明する。図４（Ａ）に、π／４shift ＤＱ
ＰＳＫ変調器の構成を示す。８００MHz 帯が使用される
ので、Ｌ0 キャリア信号は８００MHz 帯となり、変調信
号Ｓ（ｔ）の位相は図４（Ｂ）に示すように、直交した
２つのベクトルＩ，Ｑの和で表現され、８point の信号
点が構成される。
【０００９】ここで、２つの乗算器３，４は通常図５に
示したような平衡形の交叉結合差動段で構成される。
示したような平衡形の交叉結合差動段で構成される。
【００１０】この回路は、各トランジスタの特性が揃っ
ていて、バランスがとれていると、Ｌ0 キャリア（搬送
波）を抑圧するように作用する。即ち、いわゆる平衡変
調器として動作する。このキャリア抑圧の程度即ち、回
路素子の不平衡に起因する搬送波の漏れをフィード・ス
ルー（feed-through）といい、低周波では５０dB以上確
保可能である。
ていて、バランスがとれていると、Ｌ0 キャリア（搬送
波）を抑圧するように作用する。即ち、いわゆる平衡変
調器として動作する。このキャリア抑圧の程度即ち、回
路素子の不平衡に起因する搬送波の漏れをフィード・ス
ルー（feed-through）といい、低周波では５０dB以上確
保可能である。
【００１１】しかしながら、８００MHz 帯で平衡を得る
のは非常に困難である。即ち、デバイスの入出力アイソ
レーションのバラツキや、温度変化、バイアス電流の変
化等でフィード・スルー、つまりキャリア・リークが増
大する。又、一旦バランスがとれていても、経時変化や
温度変化でキャリア・リーク量が変化してくる。
のは非常に困難である。即ち、デバイスの入出力アイソ
レーションのバラツキや、温度変化、バイアス電流の変
化等でフィード・スルー、つまりキャリア・リークが増
大する。又、一旦バランスがとれていても、経時変化や
温度変化でキャリア・リーク量が変化してくる。
【００１２】変調波に、キャリア・リークが加算された
時のベクトル図を図６に示す。ここで、実線はキャリア
・リーク（Ｃ）が無い場合、点線はキャリア・リーク
（Ｃ）が加算された場合である。このようなキャリア・
リークが加算された状態では、信号点のベクトル誤差が
大きく、受信機で復調が困難となり、復調音声も悪化す
る。図４の構成のπ／４shift ＤＱＰＳＫ変調器では、
通常Ｉ，Ｑ信号は所定のオフセット電圧と振幅を有して
いるが、特にオフセット電圧に対し感度が高く、バラツ
キに対し調整なしで、所定のキャリア・リーク・レベル
を得るのも困難である。
時のベクトル図を図６に示す。ここで、実線はキャリア
・リーク（Ｃ）が無い場合、点線はキャリア・リーク
（Ｃ）が加算された場合である。このようなキャリア・
リークが加算された状態では、信号点のベクトル誤差が
大きく、受信機で復調が困難となり、復調音声も悪化す
る。図４の構成のπ／４shift ＤＱＰＳＫ変調器では、
通常Ｉ，Ｑ信号は所定のオフセット電圧と振幅を有して
いるが、特にオフセット電圧に対し感度が高く、バラツ
キに対し調整なしで、所定のキャリア・リーク・レベル
を得るのも困難である。
【００１３】本発明は、以上述べた高周波帯での乗算器
のキャリア・リークとその経時、温度変化の問題を除去
するために、ＴＤＭＡ（Time Division Multiplex Acce
ss）モードの送信休止時にキャリア・リーク量を検出し
て、マイクロ・プロセッサを使いキャリア・リーク量を
最小化するように乗算器のバランスを是正して、キャリ
ア・リークとその経時温度変化を最小化した、優れた直
交変調器キャリア・リーク調整回路を提供することを目
的とする。
のキャリア・リークとその経時、温度変化の問題を除去
するために、ＴＤＭＡ（Time Division Multiplex Acce
ss）モードの送信休止時にキャリア・リーク量を検出し
て、マイクロ・プロセッサを使いキャリア・リーク量を
最小化するように乗算器のバランスを是正して、キャリ
ア・リークとその経時温度変化を最小化した、優れた直
交変調器キャリア・リーク調整回路を提供することを目
的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、制御電圧によりキャリア・リーク量を調整す
る手段を有し、送信と送信休みを繰返しながら変調波を
出力する直交変調器と、前記直交変調器の出力を検波す
る検波器と、前記検波器の前記送信休み時間における検
波出力を選択して出力するスイッチと、前記スイッチの
出力に対応する電圧を保持する電圧保持回路と、前記電
圧をデータに変換するＡ−Ｄ変換器と、前記データに基
づき前記キャリア・リーク量を最小にさせる制御電圧を
生成して前記直交変調器に出力する制御手段とを備えた
ものである。
するため、制御電圧によりキャリア・リーク量を調整す
る手段を有し、送信と送信休みを繰返しながら変調波を
出力する直交変調器と、前記直交変調器の出力を検波す
る検波器と、前記検波器の前記送信休み時間における検
波出力を選択して出力するスイッチと、前記スイッチの
出力に対応する電圧を保持する電圧保持回路と、前記電
圧をデータに変換するＡ−Ｄ変換器と、前記データに基
づき前記キャリア・リーク量を最小にさせる制御電圧を
生成して前記直交変調器に出力する制御手段とを備えた
ものである。
【００１５】
【作用】直交変調器は送信と送信休みを繰返しながら変
調波を出力するので、その送信休み時はキャリア・リー
クが出力されることになる。そこで、このキャリア・リ
ークに対応する電圧を検波器、スイッチで取出してＡ−
Ｄ変換器でデータにする。そして、制御手段で前記デー
タに基づきキャリア・リークを零に抑圧する制御電圧の
値を算出し、該制御電圧を生成して前記直交変調器に加
える。
調波を出力するので、その送信休み時はキャリア・リー
クが出力されることになる。そこで、このキャリア・リ
ークに対応する電圧を検波器、スイッチで取出してＡ−
Ｄ変換器でデータにする。そして、制御手段で前記デー
タに基づきキャリア・リークを零に抑圧する制御電圧の
値を算出し、該制御電圧を生成して前記直交変調器に加
える。
【００１６】
【実施例】図１は本発明の実施例を示す回路図である。
同図において、１０は直交変調器であり、キャリア（搬
送波）を入力するＬ0 端子１７、Ｉ入力端子１８、Ｑ入
力端子１９及びＲＦ出力端子２０を有している。なお、
北米のディジタルセルラ自動車電話の場合、前記キャリ
アの周波数は８２４〜８４９MHz の範囲にある。直交変
調器１０のＲＦ出力端子２０は出力端子２１に接続され
ると共に結合キャパシタ１７を介して検波器（ＤＥＴ）
１１に接続されている。ＤＥＴ１１の出力はスイッチ１
２に接続されている。スイッチ１２は端子２２に印加さ
れる送信バーストに同期して入力信号をオン・オフして
出力するものである。スイッチ１２の出力は電圧保持回
路１３に接続され、電圧保持回路１３の出力はＡ−Ｄ変
換器１４に接続されている。Ａ−Ｄ変換器１４はキャリ
ア・リーク量に比例する入力アナログ電圧をディジタル
化し、データに変換して出力するもので、その出力はマ
イクロプロセッサ１６に接続されている。マイクロプロ
セッサ１６の出力は電圧発生器１５に接続され、制御信
号を送出する。電圧発生器１５の第１の出力は直交変調
器１０のＩ入力端子１８に、第２の出力はＱ入力端子１
９にそれぞれ接続されており、バイアス電圧を供給して
いる。
同図において、１０は直交変調器であり、キャリア（搬
送波）を入力するＬ0 端子１７、Ｉ入力端子１８、Ｑ入
力端子１９及びＲＦ出力端子２０を有している。なお、
北米のディジタルセルラ自動車電話の場合、前記キャリ
アの周波数は８２４〜８４９MHz の範囲にある。直交変
調器１０のＲＦ出力端子２０は出力端子２１に接続され
ると共に結合キャパシタ１７を介して検波器（ＤＥＴ）
１１に接続されている。ＤＥＴ１１の出力はスイッチ１
２に接続されている。スイッチ１２は端子２２に印加さ
れる送信バーストに同期して入力信号をオン・オフして
出力するものである。スイッチ１２の出力は電圧保持回
路１３に接続され、電圧保持回路１３の出力はＡ−Ｄ変
換器１４に接続されている。Ａ−Ｄ変換器１４はキャリ
ア・リーク量に比例する入力アナログ電圧をディジタル
化し、データに変換して出力するもので、その出力はマ
イクロプロセッサ１６に接続されている。マイクロプロ
セッサ１６の出力は電圧発生器１５に接続され、制御信
号を送出する。電圧発生器１５の第１の出力は直交変調
器１０のＩ入力端子１８に、第２の出力はＱ入力端子１
９にそれぞれ接続されており、バイアス電圧を供給して
いる。
【００１７】次に、本実施例の作用を説明する。北米方
式のディジタルセルラのような３ｃｈのＴＤＭＡ方式の
場合、図７に示すように送信機は１ｃｈの間（６．６６
msec）だけ送信を行い、これを２０msecの周期でくり返
している。したがって、直交変調器１０のＩ入力端子１
８、Ｑ入力端子１９に入力されるＩ，Ｑ信号は図７に示
すように送信時のみ振幅成分をもち、休み時はＤＣオフ
セット電圧のみとなり、直交変調器１０のＲＦ出力端子
２０からは送信時に変調波が出力され、送信休みの間は
キャリア（Ｌ0 信号）が抑圧されているので出力は零と
なる。しかし、実際には前記の理由により送信休みの
間、キャリア・リークが存在する。
式のディジタルセルラのような３ｃｈのＴＤＭＡ方式の
場合、図７に示すように送信機は１ｃｈの間（６．６６
msec）だけ送信を行い、これを２０msecの周期でくり返
している。したがって、直交変調器１０のＩ入力端子１
８、Ｑ入力端子１９に入力されるＩ，Ｑ信号は図７に示
すように送信時のみ振幅成分をもち、休み時はＤＣオフ
セット電圧のみとなり、直交変調器１０のＲＦ出力端子
２０からは送信時に変調波が出力され、送信休みの間は
キャリア（Ｌ0 信号）が抑圧されているので出力は零と
なる。しかし、実際には前記の理由により送信休みの
間、キャリア・リークが存在する。
【００１８】そこで、本発明はこの送信休み時のキャリ
ア・リーク量を検出して、これを最小化するように動作
を行うものであり、以下、この点に注目しながら詳細に
説明してゆく。
ア・リーク量を検出して、これを最小化するように動作
を行うものであり、以下、この点に注目しながら詳細に
説明してゆく。
【００１９】直交変調器１０のＲＦ出力端子２０からの
出力の一部は結合キャパシタ１７を通してＤＥＴ１１に
入力される。このＤＥＴ１１は検波ダイオードＤ１と、
抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ１からなる平滑化回路であ
り、入力信号を検波・平滑化することにより８００MHz
帯のキャリア・リーク・レベルに対応したＤＣ検波電圧
を生成してスイッチ１２に送出する。
出力の一部は結合キャパシタ１７を通してＤＥＴ１１に
入力される。このＤＥＴ１１は検波ダイオードＤ１と、
抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ１からなる平滑化回路であ
り、入力信号を検波・平滑化することにより８００MHz
帯のキャリア・リーク・レベルに対応したＤＣ検波電圧
を生成してスイッチ１２に送出する。
【００２０】スイッチ１２は、図７に示すように送信時
には、オフとなり、送信休み時にはオンとなるので、Ｄ
ＥＴ１１からのＤＣ検波電圧のうち送信休み時に対応す
る電圧、即ちキャリア・リーク・レベルに対応するＤＣ
検波電圧のみが電圧保持回路１３に送出される。
には、オフとなり、送信休み時にはオンとなるので、Ｄ
ＥＴ１１からのＤＣ検波電圧のうち送信休み時に対応す
る電圧、即ちキャリア・リーク・レベルに対応するＤＣ
検波電圧のみが電圧保持回路１３に送出される。
【００２１】この電圧保持回路１３は図１に示すよう
に、抵抗Ｒ２，キャパシタＣ２からなる時定数回路と、
抵抗Ｒa ，Ｒb によりゲインが設定される演算増幅器Ｔ
１から構成されている。ここで、Ｒ２，Ｃ２の値は、ス
イッチ１２がオフとなる期間中（６．６６ms）そのオフ
直前の入力電圧を保持できるような大きな時定数（例え
ば１００msec）を前記時定数回路が有するように選定し
てある。これにより、電圧保持回路１３の出力はほぼ一
定値となり、温度変化や経時変化に基づくキャリア・リ
ーク・レベルの変動に応じてゆっくりと変化する。ま
た、前記Ｒa ，Ｒb 及びバイアス電圧Ｖbiasは電圧保持
回路１３の出力がＡ−Ｄ変換器１４の取扱い易い信号レ
ベルになるように選定してある。
に、抵抗Ｒ２，キャパシタＣ２からなる時定数回路と、
抵抗Ｒa ，Ｒb によりゲインが設定される演算増幅器Ｔ
１から構成されている。ここで、Ｒ２，Ｃ２の値は、ス
イッチ１２がオフとなる期間中（６．６６ms）そのオフ
直前の入力電圧を保持できるような大きな時定数（例え
ば１００msec）を前記時定数回路が有するように選定し
てある。これにより、電圧保持回路１３の出力はほぼ一
定値となり、温度変化や経時変化に基づくキャリア・リ
ーク・レベルの変動に応じてゆっくりと変化する。ま
た、前記Ｒa ，Ｒb 及びバイアス電圧Ｖbiasは電圧保持
回路１３の出力がＡ−Ｄ変換器１４の取扱い易い信号レ
ベルになるように選定してある。
【００２２】Ａ−Ｄ変換器１４は電圧保持回路１３から
の出力をディジタル信号に変換し、キャリア・リーク情
報データをマイクロプロセッサ１６に送出する。
の出力をディジタル信号に変換し、キャリア・リーク情
報データをマイクロプロセッサ１６に送出する。
【００２３】マイクロプロセッサ１６は前記キャリア・
リーク情報データに基づき直交変調器１０のキャリア・
リークを最小にするために該直交変調器１０の乗算器に
加えるべきＤＣオフセット電圧を算出し、キャリア・リ
ークを最小にすべく制御信号を電圧発生器１５に送出す
る。
リーク情報データに基づき直交変調器１０のキャリア・
リークを最小にするために該直交変調器１０の乗算器に
加えるべきＤＣオフセット電圧を算出し、キャリア・リ
ークを最小にすべく制御信号を電圧発生器１５に送出す
る。
【００２４】電圧発生器１５は前記制御信号に基づき直
交変調器１０のＩ入力端子１８，Ｑ入力端子１９に加え
るＩ，Ｑ入力のＤＣオフセット電圧（制御電圧）を出力
する。ここで、Ｉ，Ｑ入力のＤＣオフセット電圧は、そ
れぞれの前記乗算器の平衡度を可変する手段の一つであ
る。従って、これに限定されない。また、前記Ｉ，Ｑ入
力のオフ・セット電圧は、通常、装置上で負電源を省略
したという要請により、例えば＋２．５Ｖ程度に設定さ
れる。この場合、オフセット（バイアス）電圧とキャリ
ア・リーク量の関係は図８のようになる。つまり、最小
オフセット電圧が存在する。また、極端にキャリア・リ
ークが大きくない限り、Ｉ，Ｑに対してそれぞれ独立に
図８の関係が成立する。
交変調器１０のＩ入力端子１８，Ｑ入力端子１９に加え
るＩ，Ｑ入力のＤＣオフセット電圧（制御電圧）を出力
する。ここで、Ｉ，Ｑ入力のＤＣオフセット電圧は、そ
れぞれの前記乗算器の平衡度を可変する手段の一つであ
る。従って、これに限定されない。また、前記Ｉ，Ｑ入
力のオフ・セット電圧は、通常、装置上で負電源を省略
したという要請により、例えば＋２．５Ｖ程度に設定さ
れる。この場合、オフセット（バイアス）電圧とキャリ
ア・リーク量の関係は図８のようになる。つまり、最小
オフセット電圧が存在する。また、極端にキャリア・リ
ークが大きくない限り、Ｉ，Ｑに対してそれぞれ独立に
図８の関係が成立する。
【００２５】このような場合、マイクロプロセッサ１６
の制御を例えば次のようにすれば、キャリア・リークを
最小化できる。即ち、Ｉ，Ｑいづれかについて初期バ
イアス電圧を、任意の方向（＋，−）に適切な量だけ変
化させる。
の制御を例えば次のようにすれば、キャリア・リークを
最小化できる。即ち、Ｉ，Ｑいづれかについて初期バ
イアス電圧を、任意の方向（＋，−）に適切な量だけ変
化させる。
【００２６】 前回のキャリア・リーク・データより
も増加すれば、逆方向に再度変化させ、前回よりも減少
すれば、同じ方向に続けて変化させる。
も増加すれば、逆方向に再度変化させ、前回よりも減少
すれば、同じ方向に続けて変化させる。
【００２７】 上記プロセスをくり返して、ある規定
のレベル以下（例えば−３０dB）までキャリア・リーク
を最小化して、次に、別の残りの軸の最小化を行う。
のレベル以下（例えば−３０dB）までキャリア・リーク
を最小化して、次に、別の残りの軸の最小化を行う。
【００２８】 両軸の最小化を終了後、最終バイアス
電圧を保持して終りとする。
電圧を保持して終りとする。
【００２９】基本的に上記のような制御プロセスによ
り、キャリア・リークを最小化可能であるが、この方法
に限定されるものではない。
り、キャリア・リークを最小化可能であるが、この方法
に限定されるものではない。
【００３０】以上説明したように本実施例は、送信休み
時にのみキャリア・リークを自動調整するので、直交変
調器の動作時に送信を中断することなくこのキャリア・
リーク自動調整ができる。
時にのみキャリア・リークを自動調整するので、直交変
調器の動作時に送信を中断することなくこのキャリア・
リーク自動調整ができる。
【００３１】また、上記のキャリア・リーク自動調整
は、経時、温度変化等に基づくゆっくりとしたキャリア
・リークの変化を補償するのに有効である。したがって
直交変調器の動作時間が長時間でなければ、送信機の立
ち上げ時のみキャリア・リーク自動調整を行う程度でも
十分である。
は、経時、温度変化等に基づくゆっくりとしたキャリア
・リークの変化を補償するのに有効である。したがって
直交変調器の動作時間が長時間でなければ、送信機の立
ち上げ時のみキャリア・リーク自動調整を行う程度でも
十分である。
【００３２】また、上記のキャリア・リーク自動調整
は、送信バーストの周期（３ｃｈ）よりも長い一定時間
間隔毎に行うようにしてもよい。
は、送信バーストの周期（３ｃｈ）よりも長い一定時間
間隔毎に行うようにしてもよい。
【００３３】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、キャリア・リークの温度変化や経時変化を補償で
きるので、以下の効果を得ることができる。
れば、キャリア・リークの温度変化や経時変化を補償で
きるので、以下の効果を得ることができる。
【００３４】 送信ベクトル誤差を最小化でき、安定
した送信が可能となる。
した送信が可能となる。
【００３５】 変調器の平衡度調整も簡略化あるいは
省略が可能である。
省略が可能である。
【００３６】 送信バーストｏｆｆ時に調整できるの
で、通常の動作時に送信を中断することなく自動調整が
できる。
で、通常の動作時に送信を中断することなく自動調整が
できる。
【００３７】 ８００MHz 帯（〜１．５Ｇ帯）での直
接変調方式が安定に可能となるので、無線機の構成を簡
略化できる。
接変調方式が安定に可能となるので、無線機の構成を簡
略化できる。
【図１】本発明の実施例の回路図である。
【図２】直交変調器の基本構成図である。
【図３】変調方式の説明図である。
【図４】π／４shift ＤＱＰＳＫ変調器の説明図であ
る。
る。
【図５】乗算器の回路図である。
【図６】キャリア・リークがある時のベクトル図であ
る。
る。
【図７】Ｉ，Ｑ信号とスイッチのタイミングの関係を示
す図である。
す図である。
【図８】Ｉ，Ｑバアイス電圧とキャリア・リーク量の関
係を示す図である。
係を示す図である。
１０ 直交変調器
１１ 検波器
１２ スイッチ
１３ 電圧保持回路
１４ Ａ−Ｄ変換器
１５ 電圧発生器
１６ マイクロプロセッサ
Claims (5)
- 【請求項１】 制御電圧によりキャリア・リーク量を調
整する手段を有し、送信と送信休みを繰返しながら変調
波を出力する直交変調器と、 前記直交変調器の出力を検波する検波器と、 前記検波器の前記送信休み時間における検波出力を選択
して出力するスイッチと、 前記スイッチの出力に対応する電圧を保持する電圧保持
回路と、 前記電圧をデータに変換するＡ−Ｄ変換器と、 前記データに基づき前記キャリア・リーク量を最小にさ
せる制御電圧を生成して前記直交変調器に出力する制御
手段とを備えたことを特徴とする直交変調器キャリア・
リーク調整回路。 - 【請求項２】 制御手段は所定の時間間隔毎にＡ−Ｄ変
換器からのデータに基づき直交変調器のキャリア・リー
ク量を最小にさせる制御電圧を生成して該直交変調器に
出力する請求項１記載の直交変調器キャリア・リーク調
整回路。 - 【請求項３】 制御手段は電源立ち上げ時にのみ、Ａ−
Ｄ変換器からのデータに基づき直交変調器のキャリア・
リーク量を最小にさせる制御電圧を生成して該直交変調
器に出力する請求項１記載の直交変調器キャリア・リー
ク調整回路。 - 【請求項４】 制御電圧は第１の制御電圧と第２の制御
電圧とからなり、直交変調器出力のＩ軸のキャリア・リ
ークを前記第１の制御電圧で調整し、Ｑ軸のキャリア・
リークを前記第２の制御電圧で調整する請求項１記載の
直交変調器キャリア・リーク調整回路。 - 【請求項５】 制御電圧がＤＣオフセット電圧である請
求項１記載の直交変調器キャリア・リーク調整回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3166847A JPH0514429A (ja) | 1991-07-08 | 1991-07-08 | 直交変調器キヤリア・リーク調整回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3166847A JPH0514429A (ja) | 1991-07-08 | 1991-07-08 | 直交変調器キヤリア・リーク調整回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0514429A true JPH0514429A (ja) | 1993-01-22 |
Family
ID=15838756
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3166847A Pending JPH0514429A (ja) | 1991-07-08 | 1991-07-08 | 直交変調器キヤリア・リーク調整回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0514429A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0661801A1 (en) * | 1993-12-29 | 1995-07-05 | AT&T Corp. | Quadrature modulator with adaptive suppression of carrier leakage |
| JP4805272B2 (ja) * | 2005-09-08 | 2011-11-02 | 富士通株式会社 | 送信装置 |
| JP2021507653A (ja) * | 2017-12-18 | 2021-02-22 | テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル） | 局部発振器漏れ検出および消去 |
-
1991
- 1991-07-08 JP JP3166847A patent/JPH0514429A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0661801A1 (en) * | 1993-12-29 | 1995-07-05 | AT&T Corp. | Quadrature modulator with adaptive suppression of carrier leakage |
| JP4805272B2 (ja) * | 2005-09-08 | 2011-11-02 | 富士通株式会社 | 送信装置 |
| US8135090B2 (en) | 2005-09-08 | 2012-03-13 | Fujitsu Limited | Transmission device |
| JP2021507653A (ja) * | 2017-12-18 | 2021-02-22 | テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル） | 局部発振器漏れ検出および消去 |
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