JPH05134032A - ノイズを伴う信号の識別方法及び回路装置 - Google Patents
ノイズを伴う信号の識別方法及び回路装置Info
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- JPH05134032A JPH05134032A JP3096665A JP9666591A JPH05134032A JP H05134032 A JPH05134032 A JP H05134032A JP 3096665 A JP3096665 A JP 3096665A JP 9666591 A JP9666591 A JP 9666591A JP H05134032 A JPH05134032 A JP H05134032A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/125—Discriminating pulses
- H03K5/1252—Suppression or limitation of noise or interference
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
- G01S7/523—Details of pulse systems
- G01S7/526—Receivers
- G01S7/527—Extracting wanted echo signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
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- Nonlinear Science (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 有効信号に著しく大の振幅のノイズ信号が重
畳されている場合にもパルス状有効信号の識別を行ない
得る方法及び装置を実現することが本発明の目的であ
る。 【構成】 所定の最小持続時間のパルス状有効信号の識
別方法において、当該信号（ＥＳ）の振幅を絶えず移動
する時間窓内で連続的に所定の限界値（ＳＷ）と比較し
限界値超過の持続時間が所定の持続時間より長い際に限
って当該信号を有効信号であると識別し、その際、上記
所定持続時間の長さが上記時間窓のそれより小に選定さ
れているようにする。
畳されている場合にもパルス状有効信号の識別を行ない
得る方法及び装置を実現することが本発明の目的であ
る。 【構成】 所定の最小持続時間のパルス状有効信号の識
別方法において、当該信号（ＥＳ）の振幅を絶えず移動
する時間窓内で連続的に所定の限界値（ＳＷ）と比較し
限界値超過の持続時間が所定の持続時間より長い際に限
って当該信号を有効信号であると識別し、その際、上記
所定持続時間の長さが上記時間窓のそれより小に選定さ
れているようにする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は例えば反射ビーム位置測
定技術、つまり、レーダ及びソナー機器において受信側
にて受信信号として生じるような、ノイズを伴なうパル
ス状信号の時間的に精確な識別を行なう方法及び回路装
置に係わる。
定技術、つまり、レーダ及びソナー機器において受信側
にて受信信号として生じるような、ノイズを伴なうパル
ス状信号の時間的に精確な識別を行なう方法及び回路装
置に係わる。
【０００２】
【従来の技術】目標物の距離及び空間位置の測定のた
め、エコーパルスの戻りの精確な時点を検出することが
重要である。これらパルスはそれの形状及び持続時間の
点で送信されたパルスとは著しく異なる。これらパルス
は走行区間上にてひずみ変形を受ける。ソーナ信号の始
まり（始点）についてのデータは例えば局所的に別個の
ハイドロフォン（水中聴音器）を用いての方向識別の際
必要である。この情報は通常受信されたソーナ信号の立
上り前縁から得られる。このソーナ信号にノイズが重畳
すると、前縁のそのような検出によっては時間測定にお
いて不精確性が生じる。屡々、ノイズ信号のエネルギ内
容は受信された有効信号のそれと同じオーダである。そ
の際、有効信号及びノイズ信号を振幅的に識別、区別す
ることは不可能である。
め、エコーパルスの戻りの精確な時点を検出することが
重要である。これらパルスはそれの形状及び持続時間の
点で送信されたパルスとは著しく異なる。これらパルス
は走行区間上にてひずみ変形を受ける。ソーナ信号の始
まり（始点）についてのデータは例えば局所的に別個の
ハイドロフォン（水中聴音器）を用いての方向識別の際
必要である。この情報は通常受信されたソーナ信号の立
上り前縁から得られる。このソーナ信号にノイズが重畳
すると、前縁のそのような検出によっては時間測定にお
いて不精確性が生じる。屡々、ノイズ信号のエネルギ内
容は受信された有効信号のそれと同じオーダである。そ
の際、有効信号及びノイズ信号を振幅的に識別、区別す
ることは不可能である。
【０００３】
【発明の目的】本発明の目的ないし課題とするところ
は、有効信号に著しく大の振幅のノイズ信号が重畳され
ている場合にもパルス状有効信号の識別を行ない得る方
法及び装置を提供することにある。
は、有効信号に著しく大の振幅のノイズ信号が重畳され
ている場合にもパルス状有効信号の識別を行ない得る方
法及び装置を提供することにある。
【０００４】
【発明の構成】本発明は有効信号及びノイズ信号の識
別、区別を行なう手段のほかに、そのようなノイズを伴
なう有効信号の始め（始点）と終り（終点）の測定の手
段にも係わる。上記課題は請求項１記載の方法により解
決される。本発明の方法の有利な態様は引用請求項に記
載されている。更に本発明の方法を実施する装置は簡単
な回路構成の特長を有し、この簡単回路は従来有効有用
に使用されて来た構成素子から構成され得るものであ
る。有効信号の長さがそれの識別のための判定基準とし
て用いられるので有効信号はたんに次のようなノイズ信
号から区別され得る、即ちそれの持続時間が受信された
有効信号の所定の（予期）最小長を（明瞭に）下回るノ
イズ信号から区別され得る。
別、区別を行なう手段のほかに、そのようなノイズを伴
なう有効信号の始め（始点）と終り（終点）の測定の手
段にも係わる。上記課題は請求項１記載の方法により解
決される。本発明の方法の有利な態様は引用請求項に記
載されている。更に本発明の方法を実施する装置は簡単
な回路構成の特長を有し、この簡単回路は従来有効有用
に使用されて来た構成素子から構成され得るものであ
る。有効信号の長さがそれの識別のための判定基準とし
て用いられるので有効信号はたんに次のようなノイズ信
号から区別され得る、即ちそれの持続時間が受信された
有効信号の所定の（予期）最小長を（明瞭に）下回るノ
イズ信号から区別され得る。
【０００５】次に図示の実施例を用いて本発明を詳述す
る。
る。
【０００６】
【実施例】第１図に示す回路装置は水中聴音機（ハイド
ロフォン）１により受信された信号を有効信号として識
別するために用いられる。方向識別のため複数の水中聴
音機が存在する場合、それら水中聴音機（ハイドロフォ
ン）の各々には図１による１つの評価回路が対応配属さ
れている。方向測定のため、個々の評価回路の出力信号
はここでは図示してないプロセッサに供給され、このプ
ロセッサは個々の水中聴音機（ハイドロフォン）に配属
された評価回路の応動時間を用いてソーナ信号の入射方
向を公知のように計算する。
ロフォン）１により受信された信号を有効信号として識
別するために用いられる。方向識別のため複数の水中聴
音機が存在する場合、それら水中聴音機（ハイドロフォ
ン）の各々には図１による１つの評価回路が対応配属さ
れている。方向測定のため、個々の評価回路の出力信号
はここでは図示してないプロセッサに供給され、このプ
ロセッサは個々の水中聴音機（ハイドロフォン）に配属
された評価回路の応動時間を用いてソーナ信号の入射方
向を公知のように計算する。
【０００７】水中聴音機（ハイドロフォン）１により受
信されプリアンプ２にて受信されプリアンプ２にて増幅
された受信信号はローパスフィルタ３に供給されるので
あり、このローパスフィルタの遮断（限界）周波数ｆP
はソナー信号の最大予期周波数例えば１００ｋＨｚに相
応する。そのようにして帯域制限された信号は後置接続
の乗算器又は変調器４において搬送周波ｆTに重畳変調
される。その結果、例えば４５５ｋＨｚの中心周波数が
得られる。それによって、ひきつづいての帯域制限のた
め、中心周波数に比して狭幅の帯域幅を有するセラミッ
クフィルタの使用が可能になる。更に、変調によって検
出器の時間的分解能が高められる。乗算器４には乗算器
の出力信号を例えばｆT±１ｋＨｚの帯域幅に制限する
バンドパスフィルタ５が後置接続されている。プログラ
ミング可能なアンプ６は信号レベルを後続の高速の限界
値検出器７のレベルに適合させ、上記限界値検出器では
バンドパスフィルタリングされた信号が、所定の限界値
ＳＷと比較される。この限界値ＳＷを越えると限界値検
出器７はデジタル信号を送出し、このデジタル信号はモ
ノフロップとして構成された後続の個別パルス発生器８
において例えば２．２μｓの持続時間に延長される。例
えば２．２μｓのパルス幅ＴFはバンドパスフィルタの
下限（遮断）周波数ここでは４５６ｋＨｚの逆数といつ
でも等しいか、それより常に大、即ち、ＴF≧１／（４
５５ｋＨｚ−ｄｆ）でなければならない。
信されプリアンプ２にて受信されプリアンプ２にて増幅
された受信信号はローパスフィルタ３に供給されるので
あり、このローパスフィルタの遮断（限界）周波数ｆP
はソナー信号の最大予期周波数例えば１００ｋＨｚに相
応する。そのようにして帯域制限された信号は後置接続
の乗算器又は変調器４において搬送周波ｆTに重畳変調
される。その結果、例えば４５５ｋＨｚの中心周波数が
得られる。それによって、ひきつづいての帯域制限のた
め、中心周波数に比して狭幅の帯域幅を有するセラミッ
クフィルタの使用が可能になる。更に、変調によって検
出器の時間的分解能が高められる。乗算器４には乗算器
の出力信号を例えばｆT±１ｋＨｚの帯域幅に制限する
バンドパスフィルタ５が後置接続されている。プログラ
ミング可能なアンプ６は信号レベルを後続の高速の限界
値検出器７のレベルに適合させ、上記限界値検出器では
バンドパスフィルタリングされた信号が、所定の限界値
ＳＷと比較される。この限界値ＳＷを越えると限界値検
出器７はデジタル信号を送出し、このデジタル信号はモ
ノフロップとして構成された後続の個別パルス発生器８
において例えば２．２μｓの持続時間に延長される。例
えば２．２μｓのパルス幅ＴFはバンドパスフィルタの
下限（遮断）周波数ここでは４５６ｋＨｚの逆数といつ
でも等しいか、それより常に大、即ち、ＴF≧１／（４
５５ｋＨｚ−ｄｆ）でなければならない。
【０００８】例えば１０２４ビットを有するシフトレジ
スタ９はデータ入力側Ａと、クロック入力側Ｔ９と、出
力側Ｂとを有する。シフトレジスタ９にはアップ／ダウ
ンカウンタ１０が後置接続されており、上記カウンタの
最大カウント状態１０２４はシフトレジスタ９の長さに
相応する。シフトレジスタのクロック入力側Ｔ９及びカ
ウンタ１０のクロック入力側Ｔ１０には例えば５１２ｋ
Ｈｚ（＞４５６ｋＨｚ）のクロック信号ｆCLKが導かれ
る。シフトレジスタのデータ入力側Ａはカウンタ１０の
カウントアップ入力側ＡＵＦに接続されており、一方、
シフトレジスタ９のデータ出力側Ｂはカウンタ１０のカ
ウントダウン入力側ＡＢに接続されている。それにより
生じる動作法については図２に関連して説明する。従っ
て、シフトレジスタ９の内容は周波数ｆCLKのタイミン
グでシフトされる。図示の接続構成に基づき、カウンタ
１０はそれの出力側にて、常時、シフトレジスタ９にて
正の信号Ｉで占有されたロケーションの数を指示する。
スタ９はデータ入力側Ａと、クロック入力側Ｔ９と、出
力側Ｂとを有する。シフトレジスタ９にはアップ／ダウ
ンカウンタ１０が後置接続されており、上記カウンタの
最大カウント状態１０２４はシフトレジスタ９の長さに
相応する。シフトレジスタのクロック入力側Ｔ９及びカ
ウンタ１０のクロック入力側Ｔ１０には例えば５１２ｋ
Ｈｚ（＞４５６ｋＨｚ）のクロック信号ｆCLKが導かれ
る。シフトレジスタのデータ入力側Ａはカウンタ１０の
カウントアップ入力側ＡＵＦに接続されており、一方、
シフトレジスタ９のデータ出力側Ｂはカウンタ１０のカ
ウントダウン入力側ＡＢに接続されている。それにより
生じる動作法については図２に関連して説明する。従っ
て、シフトレジスタ９の内容は周波数ｆCLKのタイミン
グでシフトされる。図示の接続構成に基づき、カウンタ
１０はそれの出力側にて、常時、シフトレジスタ９にて
正の信号Ｉで占有されたロケーションの数を指示する。
【０００９】デジタル比較器１１は上記カウンタ状態Ｎ
を連続的に所定の上限の限界カウンタ（レベル）状態Ｎ
Ｏ例えばＮ＝７６８（Ｎ＝１０２４の最大カウンタ状態
の７５％）及び所定の下限の限界カウンタ（レベル）状
態ＮＵ例えばＮ＝２５６（最大カウンタ状態の２５％）
と比較する。上限の限界カウンタ状態ＮＯの超過の際出
力側ＳＯにデジタル信号が出力され、このデジタル信号
は有効信号が識別されたことを指示する。下限の限界カ
ウンタ状態を下回ると出力側ＳＵにデジタル信号が出力
される。
を連続的に所定の上限の限界カウンタ（レベル）状態Ｎ
Ｏ例えばＮ＝７６８（Ｎ＝１０２４の最大カウンタ状態
の７５％）及び所定の下限の限界カウンタ（レベル）状
態ＮＵ例えばＮ＝２５６（最大カウンタ状態の２５％）
と比較する。上限の限界カウンタ状態ＮＯの超過の際出
力側ＳＯにデジタル信号が出力され、このデジタル信号
は有効信号が識別されたことを指示する。下限の限界カ
ウンタ状態を下回ると出力側ＳＵにデジタル信号が出力
される。
【００１０】同期フリップフロップ１２は次のように接
続構成されている、即ち、有効信号が識別されるとセッ
トされ、一方、当該カウンタ状態が下限の限界カウンタ
状態（ＳＵ＝１）を下回るとリセットされるように接続
構成されている。そのようにして、識別信号にてヒステ
リシス特性が得られる。
続構成されている、即ち、有効信号が識別されるとセッ
トされ、一方、当該カウンタ状態が下限の限界カウンタ
状態（ＳＵ＝１）を下回るとリセットされるように接続
構成されている。そのようにして、識別信号にてヒステ
リシス特性が得られる。
【００１１】第２同期フリップフロップ１３はフリップ
フロップ１２の出力信号と、シフトレジスタ９の出力信
号とによって、制御される。フリップフロップ１２がセ
ットされて（＝有効信号が識別されて）有効信号の始ま
りがシフトレジスタ９の出力側に現われる（Ｂ＝１）
と、フリップフロップ１３はセットされる。フリップフ
ロップ１２がリセットされて有効信号の端部（終り）が
シフトレジスタ９の出力側に現われると（Ｂ＝０）、フ
リップフロップ１３はリセットされる。従って出力側Ｓ
１３からデジタル信号が送出され、この信号の始まりは
有効信号であると識別された受信信号の立上り側縁に対
して精確に窓長さだけ遅延される、即ち、Ｎ＝０から最
大カウント状態Ｎ＝１０２４まで必要とされる時間間隔
だけ遅延される。その際上記デジタル信号は少なくとも
ＮＯ−ＮＵ（例えば５１２）クロックサイクルの間加わ
る。受信された有効信号中に途絶（途切れ）が存在しな
い場合、出力側Ｓ１３における信号の長さは有効信号の
長さに相応する。
フロップ１２の出力信号と、シフトレジスタ９の出力信
号とによって、制御される。フリップフロップ１２がセ
ットされて（＝有効信号が識別されて）有効信号の始ま
りがシフトレジスタ９の出力側に現われる（Ｂ＝１）
と、フリップフロップ１３はセットされる。フリップフ
ロップ１２がリセットされて有効信号の端部（終り）が
シフトレジスタ９の出力側に現われると（Ｂ＝０）、フ
リップフロップ１３はリセットされる。従って出力側Ｓ
１３からデジタル信号が送出され、この信号の始まりは
有効信号であると識別された受信信号の立上り側縁に対
して精確に窓長さだけ遅延される、即ち、Ｎ＝０から最
大カウント状態Ｎ＝１０２４まで必要とされる時間間隔
だけ遅延される。その際上記デジタル信号は少なくとも
ＮＯ−ＮＵ（例えば５１２）クロックサイクルの間加わ
る。受信された有効信号中に途絶（途切れ）が存在しな
い場合、出力側Ｓ１３における信号の長さは有効信号の
長さに相応する。
【００１２】限界値検出器７の出力信号は異なった幅の
パルスの列であるので、モノフロップ８におけるパルス
延長によって、上記信号はクロック周波ｆCLKのリズム
でシフトレジスタ９中にロードされるようになる。
パルスの列であるので、モノフロップ８におけるパルス
延長によって、上記信号はクロック周波ｆCLKのリズム
でシフトレジスタ９中にロードされるようになる。
【００１３】当該回路装置の時間的分解能はバンドパス
フィルタ５の出力信号の２つの順次連続する半波間の間
隔に相応し、バンドパスフィルタ５の下限（遮断）周波
数の変化により選定され得る。バンドパスフィルタの帯
域幅は有効周波領域における検出帯域の帯域幅に相応
し、検出帯域の中心周波数は搬送周波数とバンドパスフ
ィルタの中心周波数との間の差に相応する。搬送周波数
の変化により検出帯域は有効周波領域内でシフトされ得
る。図１の回路装置は例えば０〜１００ｋＨｚの周波数
領域全体を有し、２ｋＨｚの検出帯域の中心周波数が１
ｋＨｚと９９ｋＨｚとの間でシフトされ得る。時間窓の
長さはここでは２ｍｓであり、時間分解能は２μｓであ
る。受信された信号の振幅が１．５ｍｓより長い間限界
値を越えると、出力側Ｓ１３にデジタル信号が現われ
る。
フィルタ５の出力信号の２つの順次連続する半波間の間
隔に相応し、バンドパスフィルタ５の下限（遮断）周波
数の変化により選定され得る。バンドパスフィルタの帯
域幅は有効周波領域における検出帯域の帯域幅に相応
し、検出帯域の中心周波数は搬送周波数とバンドパスフ
ィルタの中心周波数との間の差に相応する。搬送周波数
の変化により検出帯域は有効周波領域内でシフトされ得
る。図１の回路装置は例えば０〜１００ｋＨｚの周波数
領域全体を有し、２ｋＨｚの検出帯域の中心周波数が１
ｋＨｚと９９ｋＨｚとの間でシフトされ得る。時間窓の
長さはここでは２ｍｓであり、時間分解能は２μｓであ
る。受信された信号の振幅が１．５ｍｓより長い間限界
値を越えると、出力側Ｓ１３にデジタル信号が現われ
る。
【００１４】図２には限界値比較器７の入力信号の包路
線と、カウンタ１０の状態Ｎないし検出器出力信号Ｓ１
３との間の時間的関係の例が示してある。ここでは、シ
フトレジスタ９中への受信信号の入力ないしローディン
グの状態は線Ａ−ＡとＢ−Ｂとの間に存在する時間窓
の、受信信号ＥＳに亙って（対して）のシフトとして示
してある。その際、線Ａ−Ａは入力Ａの時間に依存する
位置を示し、線Ｂ−Ｂは受信信号に対して相対的なシフ
トレジスタ９の出力側Ｂの位置を表わす。
線と、カウンタ１０の状態Ｎないし検出器出力信号Ｓ１
３との間の時間的関係の例が示してある。ここでは、シ
フトレジスタ９中への受信信号の入力ないしローディン
グの状態は線Ａ−ＡとＢ−Ｂとの間に存在する時間窓
の、受信信号ＥＳに亙って（対して）のシフトとして示
してある。その際、線Ａ−Ａは入力Ａの時間に依存する
位置を示し、線Ｂ−Ｂは受信信号に対して相対的なシフ
トレジスタ９の出力側Ｂの位置を表わす。
【００１５】図２には、水平の時間軸ＴSに関してバン
ドパスフィルタリングされた入力信号ＥSが示してあ
り、この入力信号は限界値検出器７にて限界値ＳＷと比
較され、時に限界値を下回り、時に上回る。垂直時間軸
ＴZに関してカウンタ１０のカウント状態Ｎが示してあ
り、その際Ｎ＝１０２４の最大カウント状態が仮定され
る。
ドパスフィルタリングされた入力信号ＥSが示してあ
り、この入力信号は限界値検出器７にて限界値ＳＷと比
較され、時に限界値を下回り、時に上回る。垂直時間軸
ＴZに関してカウンタ１０のカウント状態Ｎが示してあ
り、その際Ｎ＝１０２４の最大カウント状態が仮定され
る。
【００１６】時点ｔ１までは受信信号は限界値ＳＷを下
回る。シフトレジスタ９の入力側Ａにも出力側Ｂにも信
号が現われない、換言すればＡ＝０、Ｂ＝０であり、カ
ウント１０は休止する。信号ＥＳが時点ｔ１にてはじめ
て限界値ＳＷを越えると直ちに、シフトレジスタ９の入
力側Ａにおける信号はＡ＝１に切換わる。この信号はカ
ウンタ１０の入力側ＡＵＦに達し、その結果このカウン
タ１０はカウントアップし始める。時点ｔ２において信
号は再び限界値を下回り、その結果カウンタはカウント
状態Ｎ＝２７５のところにとどまる（カウントを停止す
る）。シフトレジスタ９の入力信号Ａと出力信号Ｂは今
やＡ＝０、Ｂ＝０にとどまる。シフトレジスタの入力側
Ｔ９におけるクロック周波数のリズムでそれの内容がシ
フトされる。要するに入力信号Ａの状態はシフトレジス
タ９の長さｄＴだけ時間的に遅延して出力側Ｂに現われ
る。上記遅延期間ｄＴは図２中の２つの対角線Ａ−Ａ、
Ｂ−Ｂの垂直方向間隔に相応する。従って垂直時間軸Ｔ
Zに関して時点ｔ１にてシフトレジスタＡの入力側に生
じた第１の信号パルスがそれの出力側Ｂに現われると直
ちに、出力信号Ｂ＝１に切換わり、それまで停止されて
いたカウンタ１０は時点ｔ３にてダウンカウントし始
め、その際カウンタ状態Ｎ＝２７５から起算する。時点
ｔ４にて信号ＥＳはあらためて限界値ＳＷを超過し、そ
の結果今やシフトレジスタの入力信号がＡ＝１に切換わ
る。それの出力信号はさらにＢ＝１となる。入力信号
（これは同時にカウンタ１０のカウントアップ入力側Ａ
ＵＦに加わる）の切換えに基づきカウンタ１０は時点ｔ
４にて停止される。時点ｔ１とｔ２間でシフトレジスタ
９中に入力された入力信号が、シフトレジスタを通過す
ると直ちに、それの入力側は時点ｔ５にて再びＢ＝０に
切換わる。入力側はＡ＝１に保たれる、それというのは
信号ＥＳは時点ｔ５にて依然として限界値ＳＷを上回る
からである。従って時点ｔ５にてカウンタ１０はあらた
めてカウントアップし始める。このカウント過程は時点
ｔ６にて中断される、それというのは、その際信号ＥＳ
は限界値ＳＷを下回る、換言すればＡ＝０となるからで
ある。要するに、カウンタはカウンタ状態Ｎ＝４９０の
もとで停止される。
回る。シフトレジスタ９の入力側Ａにも出力側Ｂにも信
号が現われない、換言すればＡ＝０、Ｂ＝０であり、カ
ウント１０は休止する。信号ＥＳが時点ｔ１にてはじめ
て限界値ＳＷを越えると直ちに、シフトレジスタ９の入
力側Ａにおける信号はＡ＝１に切換わる。この信号はカ
ウンタ１０の入力側ＡＵＦに達し、その結果このカウン
タ１０はカウントアップし始める。時点ｔ２において信
号は再び限界値を下回り、その結果カウンタはカウント
状態Ｎ＝２７５のところにとどまる（カウントを停止す
る）。シフトレジスタ９の入力信号Ａと出力信号Ｂは今
やＡ＝０、Ｂ＝０にとどまる。シフトレジスタの入力側
Ｔ９におけるクロック周波数のリズムでそれの内容がシ
フトされる。要するに入力信号Ａの状態はシフトレジス
タ９の長さｄＴだけ時間的に遅延して出力側Ｂに現われ
る。上記遅延期間ｄＴは図２中の２つの対角線Ａ−Ａ、
Ｂ−Ｂの垂直方向間隔に相応する。従って垂直時間軸Ｔ
Zに関して時点ｔ１にてシフトレジスタＡの入力側に生
じた第１の信号パルスがそれの出力側Ｂに現われると直
ちに、出力信号Ｂ＝１に切換わり、それまで停止されて
いたカウンタ１０は時点ｔ３にてダウンカウントし始
め、その際カウンタ状態Ｎ＝２７５から起算する。時点
ｔ４にて信号ＥＳはあらためて限界値ＳＷを超過し、そ
の結果今やシフトレジスタの入力信号がＡ＝１に切換わ
る。それの出力信号はさらにＢ＝１となる。入力信号
（これは同時にカウンタ１０のカウントアップ入力側Ａ
ＵＦに加わる）の切換えに基づきカウンタ１０は時点ｔ
４にて停止される。時点ｔ１とｔ２間でシフトレジスタ
９中に入力された入力信号が、シフトレジスタを通過す
ると直ちに、それの入力側は時点ｔ５にて再びＢ＝０に
切換わる。入力側はＡ＝１に保たれる、それというのは
信号ＥＳは時点ｔ５にて依然として限界値ＳＷを上回る
からである。従って時点ｔ５にてカウンタ１０はあらた
めてカウントアップし始める。このカウント過程は時点
ｔ６にて中断される、それというのは、その際信号ＥＳ
は限界値ＳＷを下回る、換言すればＡ＝０となるからで
ある。要するに、カウンタはカウンタ状態Ｎ＝４９０の
もとで停止される。
【００１７】信号ＥＳが時点ｔ７にてあらためて限界値
ＳＷを上回ると直ちに、カウンタ１０はカウンタ状態Ｎ
＝４９０から起算してあらためてカウントアップし始め
る。時間間隔ｔ４〜ｔ６にてシフトレジスタ９中に入力
された信号は時点ｔ８にてシフトレジスタから送出され
ている。従って、この時点にてシフトレジスタ９の出力
側が、Ｂ＝１に切換わり、カウンタ１０は停止される。
入力側は依然としてＡ＝１に保たれる。それというのは
時点ｔ８にて信号ＥＳはさらに限界値ＳＷを上回るから
である。時点ｔ９にてはじめて上記限界値を再び下回
り、シフトレジスタの入力信号Ａ＝０となる。シフトレ
ジスタの出力側になお常に信号Ｂ＝１が存在するので、
カウンタ１０はあらためて、カウントダウンし始め、即
ちカウンタ状態Ｎ＝９３５からカウントダウンし始め
る。
ＳＷを上回ると直ちに、カウンタ１０はカウンタ状態Ｎ
＝４９０から起算してあらためてカウントアップし始め
る。時間間隔ｔ４〜ｔ６にてシフトレジスタ９中に入力
された信号は時点ｔ８にてシフトレジスタから送出され
ている。従って、この時点にてシフトレジスタ９の出力
側が、Ｂ＝１に切換わり、カウンタ１０は停止される。
入力側は依然としてＡ＝１に保たれる。それというのは
時点ｔ８にて信号ＥＳはさらに限界値ＳＷを上回るから
である。時点ｔ９にてはじめて上記限界値を再び下回
り、シフトレジスタの入力信号Ａ＝０となる。シフトレ
ジスタの出力側になお常に信号Ｂ＝１が存在するので、
カウンタ１０はあらためて、カウントダウンし始め、即
ちカウンタ状態Ｎ＝９３５からカウントダウンし始め
る。
【００１８】シフトレジスタ内に入っている信号がシフ
トレジスタ外に送出されると直ちに時点ｔ１０にてシフ
トレジスタ９の出力信号がＢ＝０となり、カウンタはカ
ウンタ状態Ｎ＝７４０にて停止される。そこで信号間隙
（ギャップ）が時間間隔ｔ６〜ｔ７中シフトレジスタを
通過すると直ちに再び出力信号Ｂ＝１が現われる（この
ことはｔ７とｔ８との間でシフトレジスタ外に送出され
る信号部分によって惹起される）。従って、時点ｔ１１
にてカウンタ１０は再びダウンカウントし始める、それ
というのはこの時点ではシフトレジスタに対する入力が
なく、即ちＡ＝０であるからである。このようなダウン
カウント過程中カウンタは時点ｔ１２にて下限カウンタ
状態ＮＯ＝２５６に到達し、時点ｔ１３ではカウント状
態Ｎ＝０に達する。それにより次のような状態生起まで
Ｎ＝０にとどまる、即ち新たな入力信号が現われ、当該
過程を（時点ｔ１を基点としたときの過程に就いて既に
述べたように）再び作動される（という状態生起）まで
Ｎ＝０にとどまる。
トレジスタ外に送出されると直ちに時点ｔ１０にてシフ
トレジスタ９の出力信号がＢ＝０となり、カウンタはカ
ウンタ状態Ｎ＝７４０にて停止される。そこで信号間隙
（ギャップ）が時間間隔ｔ６〜ｔ７中シフトレジスタを
通過すると直ちに再び出力信号Ｂ＝１が現われる（この
ことはｔ７とｔ８との間でシフトレジスタ外に送出され
る信号部分によって惹起される）。従って、時点ｔ１１
にてカウンタ１０は再びダウンカウントし始める、それ
というのはこの時点ではシフトレジスタに対する入力が
なく、即ちＡ＝０であるからである。このようなダウン
カウント過程中カウンタは時点ｔ１２にて下限カウンタ
状態ＮＯ＝２５６に到達し、時点ｔ１３ではカウント状
態Ｎ＝０に達する。それにより次のような状態生起まで
Ｎ＝０にとどまる、即ち新たな入力信号が現われ、当該
過程を（時点ｔ１を基点としたときの過程に就いて既に
述べたように）再び作動される（という状態生起）まで
Ｎ＝０にとどまる。
【００１９】シフトレジスタ９の入力信号Ａ及び出力信
号Ｂに依存してのカウンタ１０の動作は下記のように総
括的にまとめられ得る、即ち、 Ａ＝１及びＢ＝０の場合アップカウント（Ｎ＝１０２４
まで） その際Ａ＝０及びＢ＝１のとき停止 Ａ＝０及びＢ＝１の場合ダウンカウント（Ｎ＝０まで） その際Ａ＝０及びＢ＝０のとき停止 既述のように、デジタル比較器はカウンタ１０のカウン
タ状態Ｎを連続的に、所定の上限カウント状態ＮＯ例え
ばＮＯ＝７６８及び所定の下限カウント状態ＮＵ例えば
Ｎ＝２５６と比較し、カウントアップの場合は上限カウ
ンタ状態ＮＯの超過の際線路ＳＯ上にデジタル出力信号
を送出し、カウントダウンの場合は下限カウンタ状態Ｓ
Ｕの際デジタル信号ＳＵを送出する。上記信号はセット
及びリセット信号としてフリップフロップ１２に達す
る。図２に示すように、カウントアップの場合時点ｔ１
４にて上限カウント状態ＮＯを超過し、カウントダウン
の場合は時点ｔ１２にて下限カウント状態ＮＵを下回
る。上記の両時点ｔ１４とｔ１２間の期間にて、フリッ
プフロップ１２はセットされ、それの出力側にて信号Ｆ
＝１を送出する。フリップフロップ１３は一方ではフリ
ップフロップ１２の出力信号Ｆにより制御され他方では
シフトレジスタ９の出力信号Ｂにより制御される。フリ
ップフロップ１２がセットされた場合、即ちＦ＝１であ
る場合、その後時点ｔ８にてシフトレジスタ９の出力信
号がＢ＝１になると直ちに、フリップフロップ１３はセ
ットされる。フリップ１２の出力信号が消失した場合、
即ちＦ＝０の場合、時点ｔ１３にてシフトレジスタ９の
出力信号がＢ＝０に切換わると直ちにフリップフロップ
１３のリセットが行なわれる。出力信号Ｓ１３は時点ｔ
８とｔ１３との間に延びており（亙って生起するもので
あり）、時点ｔ４にて信号ＥＳのはじめての（初日の）
発生に対して、ｔ４〜ｔ８の時間間隔（これは時間窓の
垂直方向寸法ｄＴに相応する、即ちＶ＝ｄＴ）だけ遅延
されている。
号Ｂに依存してのカウンタ１０の動作は下記のように総
括的にまとめられ得る、即ち、 Ａ＝１及びＢ＝０の場合アップカウント（Ｎ＝１０２４
まで） その際Ａ＝０及びＢ＝１のとき停止 Ａ＝０及びＢ＝１の場合ダウンカウント（Ｎ＝０まで） その際Ａ＝０及びＢ＝０のとき停止 既述のように、デジタル比較器はカウンタ１０のカウン
タ状態Ｎを連続的に、所定の上限カウント状態ＮＯ例え
ばＮＯ＝７６８及び所定の下限カウント状態ＮＵ例えば
Ｎ＝２５６と比較し、カウントアップの場合は上限カウ
ンタ状態ＮＯの超過の際線路ＳＯ上にデジタル出力信号
を送出し、カウントダウンの場合は下限カウンタ状態Ｓ
Ｕの際デジタル信号ＳＵを送出する。上記信号はセット
及びリセット信号としてフリップフロップ１２に達す
る。図２に示すように、カウントアップの場合時点ｔ１
４にて上限カウント状態ＮＯを超過し、カウントダウン
の場合は時点ｔ１２にて下限カウント状態ＮＵを下回
る。上記の両時点ｔ１４とｔ１２間の期間にて、フリッ
プフロップ１２はセットされ、それの出力側にて信号Ｆ
＝１を送出する。フリップフロップ１３は一方ではフリ
ップフロップ１２の出力信号Ｆにより制御され他方では
シフトレジスタ９の出力信号Ｂにより制御される。フリ
ップフロップ１２がセットされた場合、即ちＦ＝１であ
る場合、その後時点ｔ８にてシフトレジスタ９の出力信
号がＢ＝１になると直ちに、フリップフロップ１３はセ
ットされる。フリップ１２の出力信号が消失した場合、
即ちＦ＝０の場合、時点ｔ１３にてシフトレジスタ９の
出力信号がＢ＝０に切換わると直ちにフリップフロップ
１３のリセットが行なわれる。出力信号Ｓ１３は時点ｔ
８とｔ１３との間に延びており（亙って生起するもので
あり）、時点ｔ４にて信号ＥＳのはじめての（初日の）
発生に対して、ｔ４〜ｔ８の時間間隔（これは時間窓の
垂直方向寸法ｄＴに相応する、即ちＶ＝ｄＴ）だけ遅延
されている。
【００２０】シフトレジスタ９及びフリップフロップは
併せて受信信号ＥＳの固定遅延を生じさせるので、限界
値のはじめての（初日の）超過の時点ｔ４を、出力信号
Ｓ１３の初期時点ｔ３からの、上記遅延Ｖの減算を行な
うことにより求めることができる。例から明かなよう
に、ソナー信号の最小長を越えないノイズはこれがｔ１
〜ｔ２の期間におけるように有効信号の直前に発生する
としても、又は期間ｔ６〜ｔ７におけるように有効信号
がそれにより中断されるとしても出力信号Ｓ１３の特性
に対する影響を及ぼさず従って有効に除去ろ波される。
併せて受信信号ＥＳの固定遅延を生じさせるので、限界
値のはじめての（初日の）超過の時点ｔ４を、出力信号
Ｓ１３の初期時点ｔ３からの、上記遅延Ｖの減算を行な
うことにより求めることができる。例から明かなよう
に、ソナー信号の最小長を越えないノイズはこれがｔ１
〜ｔ２の期間におけるように有効信号の直前に発生する
としても、又は期間ｔ６〜ｔ７におけるように有効信号
がそれにより中断されるとしても出力信号Ｓ１３の特性
に対する影響を及ぼさず従って有効に除去ろ波される。
【００２１】受信信号ＥＳが有効信号であるとして識別
され出力信号Ｓ１３の形で指示されるか否かの判断基準
とは時間窓Ｖ内での限界値超過の全長が最小長（これは
クロック信号ｆCLKの周期期間との上限カウント状態Ｎ
Ｏの乗算により計算される、例えば、０．２μｓ・７６
８＝１．５３６ｍｓ）を越えることである。図示の例で
は有効信号は時点ｔ４にて始まり、時間窓は時点ｔ４ま
で延びている。但し時点ｔ１４にて既に、上限のカウン
ト状態ＮＯ＝７６６を超過する。時間窓の持続時間はシ
フトレジスタの長さ及びクロック周波数により定まる、
例えばＶ＝０．２μｓ・１０２４Ｂｉｔ＝２．０４８ｍ
ｓとなる。
され出力信号Ｓ１３の形で指示されるか否かの判断基準
とは時間窓Ｖ内での限界値超過の全長が最小長（これは
クロック信号ｆCLKの周期期間との上限カウント状態Ｎ
Ｏの乗算により計算される、例えば、０．２μｓ・７６
８＝１．５３６ｍｓ）を越えることである。図示の例で
は有効信号は時点ｔ４にて始まり、時間窓は時点ｔ４ま
で延びている。但し時点ｔ１４にて既に、上限のカウン
ト状態ＮＯ＝７６６を超過する。時間窓の持続時間はシ
フトレジスタの長さ及びクロック周波数により定まる、
例えばＶ＝０．２μｓ・１０２４Ｂｉｔ＝２．０４８ｍ
ｓとなる。
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば有効信号に著しく大の振
幅のノイズ信号が重畳されている場合にもパルス状有効
信号の識別を行ない得るという効果が奏される。
幅のノイズ信号が重畳されている場合にもパルス状有効
信号の識別を行ない得るという効果が奏される。
【図１】本発明の回路装置の実施例のブロック接続図で
ある。
ある。
【図２】受信されたソナー信号の時間的経過及び図１に
示す回路装置による評価ステップを示す概念図である。
示す回路装置による評価ステップを示す概念図である。
１ ハイドロフォン ２ プリアンプ ４ 乗算器 ５ バンドパスフィルタ ６ プログラミング可能なアンプ ７ 限界値検出器
Claims (11)
- 【請求項１】 所定の最小持続時間のパルス状有効信号
の識別方法において、当該信号（ＥＳ）の振幅を絶えず
移動する時間窓（ｄｔ）内で連続的に所定の限界値（Ｓ
Ｗ）と比較し、上記時間窓内で限界値超過の持続時間が
所定の持続時間より長い際に限って当該信号を有効信号
であると識別し、その際、上記所定持続時間の長さが上
記時間窓のそれより小に選定されているようにしたこと
を特徴とするノイズを伴う信号の識別方法。 - 【請求項２】 電気音響受信機トランスジューサ又はレ
ーダ受信機の出力信号中の有効信号をノイズ信号から識
別する方法において、 該方法は下記の各ステップａ）〜ｋ）を有する、即ち、 ａ） 受信機信号ＥＳを所定の最小値レベルＳＷと比較
するステップと、 ｂ） 前記最小レベルを越える上記受信機信号をパルス
成形回路に供給するステップであって、上記成形回路は
所定の振幅と所定の最小の長さを有する出力パルスを生
じさせるものであるステップと、 ｃ） 前記のパルス成形回路の出力パルスをシフトレジ
スタのデータ入力側Ａに供給するステップであって、こ
こにおいて上記シフトレジスタのクロック入力側はクロ
ック信号の共通ソースに接続されているものであるステ
ップと、 ｄ） 前記シフトレジスタの入力信号を該シフトレジス
タを介してシフトさせるステップであって、当該シフト
動作は前記クロック信号により制御されるものであるス
テップと、 ｅ） 前記シフトレジスタの出力信号Ｂをアップ／ダウ
ンカウンタのダウン入力側に供給するステップであっ
て、上記アップダウンカウンタのアップ入力側は上記シ
フトレジスタの入力側に接続されており、上記アップダ
ウンカウンタのクロック入力側はクロック信号の前記共
通ソースに接続されており、ここにおいて上記カウンタ
は前記シフトレジスタの段の数に相応する最大カウント
状態ＮMAXを有しており、 ｆ） 前記カウンタの瞬時のカウント状態Ｎに相応する
信号をデジタルコンパレータのデータ入力側に永続的に
加えるステップであって、上記コンパレータは所定の上
限カウントレベル（上限カウント状態）ＮＯと、下限の
カウントレベル（下限カウント状態）ＮＵを有するもの
であるステップと、 ｇ） アップカウント中の前記カウンタの瞬時カウント
状態が上記上限カウント状態ＮＯを越えると上記デジタ
ルコンパレータから第１のデジタル出力信号ＳＯが送出
されるようにし、また、ダウンカウント中の上記カウン
タの瞬時のカウント状態が上記の下限カウント状態ＮＵ
を下回ると上記デジタルコンパレータから第２のデジタ
ル出力信号ＳＵが送出されるようにするステップと、 ｈ） 上記コンパレータの上記第１、第２出力信号Ｓ
Ｏ，ＳＵを、夫々第１双安定回路のセット入力側及びリ
セット入力側に供給するステップであって、上記第１双
安定回路のクロック入力側は上記の共通のクロック信号
ソースに接続されているステップと、 ｉ） 上記第１双安定回路の出力信号Ｆを第２の双安定
回路の制御入力側に加えるステップであって、上記第２
双安定回路のクロック入力側は前記のクロック信号ソー
スに接続されているステップと、 ｊ） 前記シフトレジスタの出力信号Ｂを前記第２双安
定回路のセット／リセット入力側に供給するステップで
あって、上記第１双安定回路の出力信号Ｆが前記第２双
安定回路の制御入力側に存在し、上記シフトレジスタか
ら前記第２双安定回路のセット／リセット入力側に出力
信号Ｂが送出される際に限り上記第２双安定回路からは
有効受信機信号の存在を示す出力信号Ｓ１３が送出され
るようにしたステップと、 ｋ） 前記第１双安定回路の出力信号Ｆと前記シフトレ
ジスタの出力信号Ｂの双方が消失すると直ちに、前記第
２双安定回路をリセットするステップを有することを特
徴とするノイズを伴なう信号の識別方法。 - 【請求項３】 受信機信号を比較的に高い周波数の搬送
波信号に重畳変調し、当該信号を前記の所定の最小のレ
ベルＳＷと比較する前に前記の変調された搬送波信号の
帯域幅を制限する付加的ステップを有する請求項２記載
の方法。 - 【請求項４】 有効信号の実際のスタート時間を測定す
る付加的ステップを有し、上記のスタート時間の測定の
ため、１遅延期間の持続時間が上記第２双安定回路の出
力信号Ｓ１３の始めにおける実際の時間から差引かれ前
記遅延期間又は時間窓は前記シフトレジスタの段の数と
クロック信号の周期長との積（Ｖ＝ｎSR／ｆCLK）に相
応するステップを有する請求項２記載の方法。 - 【請求項５】 有効信号であると識別される受信機信号
の最小長さＬMINがクロック信号（ＮＯ＝ＬMIN×
ｆCLK）の周波数ｆCLKと乗算されるようにして、上記の
上限カウント状態レベルＮＯを選定する付加的ステップ
を有する請求項２記載の方法。 - 【請求項６】 当該下限カウント状態レベルＮＵが前記
カウンタの最大カウント状態ＮMAXと上記上限カウント
状態レベルＮＯ（ＮＵ＝ＮMAX−ＮＯ）との間の差に相
応するようにして、前記下限カウント状態レベルＮＵを
選定する付加的ステップを有する請求項５記載の方法。 - 【請求項７】 電気音響受信機トランスジューサ又はレ
ーダ受信機の出力信号中の有効信号をノイズから識別す
る装置において、前記装置は下記の構成要素ａ）〜ｈ）
を有する、即ち、 ａ） 電磁的又は音響的信号を受信しそれらの信号を電
気的受信機信号に変換するための受信機 ｂ） 第１入力側にて前記受信機信号を受取り第２入力
側にて最小レベル制御信号を受取り当該受信機信号が前
記最小レベル信号を越えるときには出力信号を送出する
信号レベル検出器 ｃ） 当該データ入力側において前記信号レベル検出器
の出力信号を受取り当該クロック入力側において共通の
クロック信号ソースから発生されるクロック信号を受取
るシフトレジスタ ｄ） 前記シフトレジスタの段の数ｎSRに相応する最大
カウントＮMAXを有するアップ／ダウンカウンタであっ
て、該カウンタのダウン入力側は前記シフトレジスタの
出力側に接続されており、それのアップ入力側は前記シ
フトレジスタのデータ入力側に接続されており、それの
クロック入力側は共通のクロック信号ソース（源）に接
続されているアップ／ダウンカウンタ、 ｅ） 前記カウンタの出力信号を受取るデジタルコンパ
レータ手段であって、前記出力信号は前記カウンタの実
際のカウント状態Ｎを表わしており、アップカウント中
実際のカウント状態Ｎが所定の上限カウントレベルＮＯ
を越えると前記カウンタの第１の出力側から第１の出力
信号が送出され、ダウンカウント中実際のカウント状態
Ｎが所定の下限カウント状態レベルＮＵを下回るとそれ
の第２出力側ＳＵから第２出力信号が送出されるように
構成されているデジタルコンパレータ手段、 ｆ） 第１の同期化フリップフロップであって、それの
セット入力側は前記コンパレータ手段の第１出力側に接
続されており、それのリセット入力側は上記コンパレー
タ手段の第２出力側に接続されており、それのクロック
入力側は共通のクロック信号源に接続されているように
構成されている第１の同期化フリップフロップ、 ｇ） 第２の同期化フリップフロップであって、前記の
第１フリップフロップの出力側Ｆに接続された制御入力
側と、前記シフトレジスタの出力側に接続されたセット
／リセット入力側と、上記の共通のクロック信号源に接
続されたクロック入力側とを有する第２同期化フリップ
フロップ、 ｈ） 上記第２フリップフロップが前記シフトレジスタ
の出力信号によってセットされ上記第１フリップフロッ
プから上記第２フリップフロップの制御入力側にデジタ
ル出力信号が供給されると、またその間中、有効電気信
号の存在を示すデジタル信号を送出する前記第２フリッ
プフロップの出力手段を有することを特徴とするノイズ
を伴なう信号の識別回路装置。 - 【請求項８】 前記信号レベル検出器の出力側と前記シ
フトレジスタのデータ入力側との間に接続されたワンシ
ョット回路を有し、前記ワンショット回路の出力側から
は所定の最小の長さのデジタル出力信号が送出されるよ
うに構成されている請求項７記載の装置。 - 【請求項９】 前記受信機と前記信号レベル検出器との
間に接続された変調器手段を有し該変調器手段は前記受
信機の出力信号を受取りかつ、前記受信機信号で前記搬
送波信号を変調するための高周波搬送波信号を受信する
ように構成され、かつ、被変調信号を前記信号レベル検
出器に供給する前に被変調信号の帯域幅を制限するため
のバンドパスフィルタを有している請求項７記載の装
置。 - 【請求項１０】 前記変調器手段と前記信号レベル検出
器との間に接続された被制御アンプを有する請求項９記
載の装置。 - 【請求項１１】 前記受信機と前記変調器手段との間に
プリアンプとローパスフィルタとが当該順序で接続され
ている請求項９記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4013684.1 | 1990-04-28 | ||
| DE4013684A DE4013684C2 (de) | 1990-04-28 | 1990-04-28 | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Erkennen störungsbehafteter Signale |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05134032A true JPH05134032A (ja) | 1993-05-28 |
Family
ID=6405327
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3096665A Pending JPH05134032A (ja) | 1990-04-28 | 1991-04-26 | ノイズを伴う信号の識別方法及び回路装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5132691A (ja) |
| JP (1) | JPH05134032A (ja) |
| DE (1) | DE4013684C2 (ja) |
| NO (1) | NO304855B1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2699347B1 (fr) * | 1992-12-14 | 1995-02-10 | Commissariat Energie Atomique | Procédé et dispositif d'extraction d'un signal utile d'extension spatiale finie à chaque instant et variable avec le temps. |
| US5502444A (en) * | 1994-09-23 | 1996-03-26 | Mandex, Inc. | Method and apparatus for improving the signal-to-clutter ratio of an airborne earth penetrating radar |
| FR2764135B1 (fr) * | 1997-05-30 | 1999-07-09 | Sgs Thomson Microelectronics | Procede et dispositif de filtrage d'un signal impulsionnel |
| DE10229202B4 (de) * | 2002-06-28 | 2013-06-13 | Robert Bosch Gmbh | Triggergeneratorschaltung |
| DE102012200716A1 (de) * | 2012-01-19 | 2013-07-25 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zur Bestimmung der Position und/oder Bewegung von Objekten in der Umgebung eines Bewegungshilfsmittels mittels von Schallsignalen sowie Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens |
| DE102013002071A1 (de) * | 2013-02-01 | 2014-08-07 | Valeo Schalter Und Sensoren Gmbh | Verfahren zur Hinderniserkennung im Fahrweg eines Fahrzeugs durch einen Ultraschallsensor |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3952302A (en) * | 1965-06-21 | 1976-04-20 | Hughes Aircraft Company | Synchronous detector with pulse repetition frequency modulation |
| FR2096855B1 (ja) * | 1970-07-07 | 1976-12-03 | Labo Cent Telecommunicat | |
| US4093949A (en) * | 1976-05-26 | 1978-06-06 | Hughes Aircraft Company | Clutter tracker using a smoothed doppler frequency measurement |
| GB2089155A (en) * | 1980-12-03 | 1982-06-16 | Philips Electronic Associated | Detecting pulses which do not have a predetermined spacing |
| DE3329242A1 (de) * | 1983-08-12 | 1985-02-21 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zum ueberpruefen des zeitlichen abstands von rechtecksignalen |
| JPS60124153U (ja) * | 1984-01-31 | 1985-08-21 | パイオニア株式会社 | デ−タ信号読取り装置 |
| DE3521610A1 (de) * | 1985-06-15 | 1986-12-18 | Messerschmitt-Bölkow-Blohm GmbH, 8012 Ottobrunn | Geraet zum erkennen relativer extrema |
| US4845685A (en) * | 1987-07-17 | 1989-07-04 | Unisys Corporation | Digital phase-locked loop |
| US4907001A (en) * | 1987-08-21 | 1990-03-06 | Geophysical Survey Systems, Inc. | Extraction of radar targets from clutter |
| FR2628845B1 (fr) * | 1988-03-18 | 1990-11-16 | Thomson Csf | Dispositif d'elimination du fouillis mobile dans un radar |
| FR2628909B1 (fr) * | 1988-03-18 | 1990-07-13 | Thomson Csf | Procede et dispositifs de translation le long de l'axe des frequences du module de la fonction de transfert d'un filtre |
| US4940988A (en) * | 1988-11-02 | 1990-07-10 | Westinghouse Electric Corp. | Two parameter clutter map |
| US4914442A (en) * | 1989-01-30 | 1990-04-03 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Adaptive MTI target preservation |
| US4977405A (en) * | 1990-01-25 | 1990-12-11 | Westinghouse Elecric Corp. | Programmable if clutter canceller |
-
1990
- 1990-04-28 DE DE4013684A patent/DE4013684C2/de not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-04-24 US US07/690,735 patent/US5132691A/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-04-26 JP JP3096665A patent/JPH05134032A/ja active Pending
- 1991-04-26 NO NO911671A patent/NO304855B1/no not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE4013684A1 (de) | 1991-10-31 |
| NO911671L (no) | 1991-10-29 |
| DE4013684C2 (de) | 1994-04-07 |
| NO304855B1 (no) | 1999-02-22 |
| US5132691A (en) | 1992-07-21 |
| NO911671D0 (no) | 1991-04-26 |
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