JPH05102936A - デジタル伝送システムの同期方式 - Google Patents
デジタル伝送システムの同期方式Info
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- JPH05102936A JPH05102936A JP10555391A JP10555391A JPH05102936A JP H05102936 A JPH05102936 A JP H05102936A JP 10555391 A JP10555391 A JP 10555391A JP 10555391 A JP10555391 A JP 10555391A JP H05102936 A JPH05102936 A JP H05102936A
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- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
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- H—ELECTRICITY
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
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- H03M3/042—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM] with adaptable step size, e.g. adaptive differential pulse code modulation [ADPCM]
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＡＤＰＣＭ信号の一部を同期のために犠牲に
することがない、しかも、同期専用の信号を別途伝送す
る必要がないデジタル伝送システムの同期方式を提供す
る。 【構成】 最大の特徴は、ＡＤＰＣＭ信号が有する統計
的性質を同期制御に利用したことである。監視回路２２
は、ＡＤＰＣＭ復号器２０内の適応逆量子化器の量子化
ステップサイズを監視し、このサイズが最大値のときに
検出信号を同期検出回路２３に与える。同期検出回路
は、所定時間内の最大値検出信号の個数を計数して閾値
と比較し、閾値より大きいときに非同期状態信号を、閾
値以下のときに同期状態信号を位相制御回路２４に与え
る。位相制御回路は、非同期状態信号が与えられたとき
に可変遅延回路２１の遅延量をＡＤＰＣＭ信号の１ビッ
ト周期だけ大きくし、同期状態信号が与えられたときに
遅延量を固定する。
することがない、しかも、同期専用の信号を別途伝送す
る必要がないデジタル伝送システムの同期方式を提供す
る。 【構成】 最大の特徴は、ＡＤＰＣＭ信号が有する統計
的性質を同期制御に利用したことである。監視回路２２
は、ＡＤＰＣＭ復号器２０内の適応逆量子化器の量子化
ステップサイズを監視し、このサイズが最大値のときに
検出信号を同期検出回路２３に与える。同期検出回路
は、所定時間内の最大値検出信号の個数を計数して閾値
と比較し、閾値より大きいときに非同期状態信号を、閾
値以下のときに同期状態信号を位相制御回路２４に与え
る。位相制御回路は、非同期状態信号が与えられたとき
に可変遅延回路２１の遅延量をＡＤＰＣＭ信号の１ビッ
ト周期だけ大きくし、同期状態信号が与えられたときに
遅延量を固定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、音声等のアナログ信号
をデジタル信号に変換して伝送するデジタル伝送システ
ムの同期方式に関するものである。
をデジタル信号に変換して伝送するデジタル伝送システ
ムの同期方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】音声等のアナログ信号をデジタル信号に
変換して伝送するデジタル伝送方式には、現在６４ｋｂ
ｉｔ／ｓのＰＣＭ信号に変換して伝送する方式が広く用
いられている。
変換して伝送するデジタル伝送方式には、現在６４ｋｂ
ｉｔ／ｓのＰＣＭ信号に変換して伝送する方式が広く用
いられている。
【０００３】しかし、さらに低ビットレートで音声等を
伝送するため種々の高能率符号化方式が開発されてい
る。ＣＣＩＴＴ（国際電信電話諮問委員会）では、３．
４ｋＨｚ帯域のアナログ信号を３２ｋｂｉｔ／ｓに圧縮
するＡＤＰＣＭ（Adaptive Defferential ＰＣＭ）方式
を勧告Ｇ．７２１で標準化しており、また、７ｋＨｚ帯
域のアナログ信号を６４ｋｂｉｔ／ｓに圧縮するＳＢ−
ＡＤＰＣＭ（Sub-bandＡＤＰＣＭ）方式を勧告Ｇ．７２
２で標準化している。
伝送するため種々の高能率符号化方式が開発されてい
る。ＣＣＩＴＴ（国際電信電話諮問委員会）では、３．
４ｋＨｚ帯域のアナログ信号を３２ｋｂｉｔ／ｓに圧縮
するＡＤＰＣＭ（Adaptive Defferential ＰＣＭ）方式
を勧告Ｇ．７２１で標準化しており、また、７ｋＨｚ帯
域のアナログ信号を６４ｋｂｉｔ／ｓに圧縮するＳＢ−
ＡＤＰＣＭ（Sub-bandＡＤＰＣＭ）方式を勧告Ｇ．７２
２で標準化している。
【０００４】図２に、勧告Ｇ．７２１に従うＡＤＰＣＭ
符号器及び復号器のブロック図を示す。ここで、図２
（Ａ）が符号器の構成を示し、図２（Ｂ）が復号器の構
成を示す。
符号器及び復号器のブロック図を示す。ここで、図２
（Ａ）が符号器の構成を示し、図２（Ｂ）が復号器の構
成を示す。
【０００５】図２（Ａ）において、送信側のデジタル伝
送装置内に設けられている当該符号器には、６４ｋｂｉ
ｔ／ｓの非線形ＰＣＭ信号（なお、サンプリング周波数
は８ｋＨｚ）が入力される。例えば、μ則ＰＣＭ信号
（主として米国及び日本で採用）又はＡ則ＰＣＭ信号
（主としてヨーロッパで採用）が入力される。均一ＰＣ
Ｍ変換部１は、この非線形ＰＣＭ信号を均一ＰＣＭ信号
（線形ＰＣＭ信号）に変換して差分算出部２に与える。
差分算出部２は、均一ＰＣＭ変換部１で変換された均一
ＰＣＭ信号と、この信号の予測信号との差分信号（予測
誤差信号）を得て適応量子化器３に与える。適応量子化
器３は、この差分信号を４ビットに量子化する。このと
きの量子化ステップサイズを差分信号の大きさにより適
応的に変更する。これにより、差分信号が大きい場合に
は量子化ステップサイズも大きくなり、差分信号が小さ
い場合には量子化ステップサイズも小さくして、少ない
ビット数（４ビット）で広い範囲の差分信号を量子化す
ることを可能にしている。この４ビットに量子化された
ＡＤＰＣＭ信号（ビットレート：４ｂｉｔ×８ｋＨｚサ
ンプリング周波数＝３２ｋｂｉｔ／ｓ）が、当該符号器
の出力信号となる。
送装置内に設けられている当該符号器には、６４ｋｂｉ
ｔ／ｓの非線形ＰＣＭ信号（なお、サンプリング周波数
は８ｋＨｚ）が入力される。例えば、μ則ＰＣＭ信号
（主として米国及び日本で採用）又はＡ則ＰＣＭ信号
（主としてヨーロッパで採用）が入力される。均一ＰＣ
Ｍ変換部１は、この非線形ＰＣＭ信号を均一ＰＣＭ信号
（線形ＰＣＭ信号）に変換して差分算出部２に与える。
差分算出部２は、均一ＰＣＭ変換部１で変換された均一
ＰＣＭ信号と、この信号の予測信号との差分信号（予測
誤差信号）を得て適応量子化器３に与える。適応量子化
器３は、この差分信号を４ビットに量子化する。このと
きの量子化ステップサイズを差分信号の大きさにより適
応的に変更する。これにより、差分信号が大きい場合に
は量子化ステップサイズも大きくなり、差分信号が小さ
い場合には量子化ステップサイズも小さくして、少ない
ビット数（４ビット）で広い範囲の差分信号を量子化す
ることを可能にしている。この４ビットに量子化された
ＡＤＰＣＭ信号（ビットレート：４ｂｉｔ×８ｋＨｚサ
ンプリング周波数＝３２ｋｂｉｔ／ｓ）が、当該符号器
の出力信号となる。
【０００６】また、４ビットに量子化されたＡＤＰＣＭ
信号は適応逆量子化器４に与えられる。適応逆量子化器
４は、適応量子化器３の逆処理を行なって局部再生の量
子化差分信号を得て加算器５及び適応予測器６に与え
る。加算器５は、この量子化差分信号と予測信号とを加
算して局部再生信号を得て適応予測器６に与える。適応
予測器６は、過去の量子化差分信号（予測誤差信号）と
局部再生信号とから予測係数を得てこれに現在の量子化
差分信号と局部再生信号とを適用して現時点の予測信号
を得て上述した差分算出部２及び加算器５に与える。す
なわち、この適応予測器６は、過去の量子化差分信号と
局部再生信号とにより予測係数は適応的に更新していく
ものである。
信号は適応逆量子化器４に与えられる。適応逆量子化器
４は、適応量子化器３の逆処理を行なって局部再生の量
子化差分信号を得て加算器５及び適応予測器６に与え
る。加算器５は、この量子化差分信号と予測信号とを加
算して局部再生信号を得て適応予測器６に与える。適応
予測器６は、過去の量子化差分信号（予測誤差信号）と
局部再生信号とから予測係数を得てこれに現在の量子化
差分信号と局部再生信号とを適用して現時点の予測信号
を得て上述した差分算出部２及び加算器５に与える。す
なわち、この適応予測器６は、過去の量子化差分信号と
局部再生信号とにより予測係数は適応的に更新していく
ものである。
【０００７】以上のように、適応量子化及び適応予測を
適用することにより、３．４ｋＨｚ帯域のアナログ信号
を３２ｋｂｉｔ／ｓに圧縮して出力することができる。
適用することにより、３．４ｋＨｚ帯域のアナログ信号
を３２ｋｂｉｔ／ｓに圧縮して出力することができる。
【０００８】次に、かかるＡＤＰＣＭ符号器に対応す
る、受信側のデジタル伝送装置内に設けられているＡＤ
ＰＣＭ復号器について図２（Ｂ）を参照して説明する。
る、受信側のデジタル伝送装置内に設けられているＡＤ
ＰＣＭ復号器について図２（Ｂ）を参照して説明する。
【０００９】図２（Ｂ）において、３２ｋｂｉｔ／ｓの
ＡＤＰＣＭ信号は適応逆量子化器１０に与えられる。適
応逆量子化器１０は、適応量子化器３の逆処理を行なっ
て再生量子化差分信号を得て加算器１１及び適応予測器
１２に与える。加算器１１は、この量子化差分信号と適
応予測器１２から与えられる予測信号とを加算して再生
信号を得て適応予測器１２及びＰＣＭ変換部１３に与え
る。適応予測器１２は、過去の量子化差分信号（予測誤
差信号）と再生信号とから予測係数を得てこれに現在の
量子化差分信号と再生信号とを適用して現時点の予測信
号を得て上述した加算器１１に与える。
ＡＤＰＣＭ信号は適応逆量子化器１０に与えられる。適
応逆量子化器１０は、適応量子化器３の逆処理を行なっ
て再生量子化差分信号を得て加算器１１及び適応予測器
１２に与える。加算器１１は、この量子化差分信号と適
応予測器１２から与えられる予測信号とを加算して再生
信号を得て適応予測器１２及びＰＣＭ変換部１３に与え
る。適応予測器１２は、過去の量子化差分信号（予測誤
差信号）と再生信号とから予測係数を得てこれに現在の
量子化差分信号と再生信号とを適用して現時点の予測信
号を得て上述した加算器１１に与える。
【００１０】ＰＣＭ変換部１３は、加算器１１からの再
生信号（均一ＰＣＭ信号）を６４ｋｂｉｔ／ｓのＡ則Ｐ
ＣＭ信号又はμ則ＰＣＭ信号（非線形ＰＣＭ信号）に変
換して次段に出力する。
生信号（均一ＰＣＭ信号）を６４ｋｂｉｔ／ｓのＡ則Ｐ
ＣＭ信号又はμ則ＰＣＭ信号（非線形ＰＣＭ信号）に変
換して次段に出力する。
【００１１】なお、図示は省略するが、ＡＤＰＣＭ復号
器には同期入力信号が与えられており、ＡＤＰＣＭ復号
器は、この同期入力信号に基づいて、ＡＤＰＣＭ信号を
４ビットずつのサンプルに分離して復号処理している。
器には同期入力信号が与えられており、ＡＤＰＣＭ復号
器は、この同期入力信号に基づいて、ＡＤＰＣＭ信号を
４ビットずつのサンプルに分離して復号処理している。
【００１２】以上、勧告Ｇ．７２１によるＡＤＰＣＭ符
号器及び復号器について説明したが、勧告Ｇ．７２２に
よるＳＢ−ＡＤＰＣＭ符号器及び復号器も帯域を分割し
て処理する点を除き、上述のＡＤＰＣＭ符号器及び復号
器と処理原理は同様である。すなわち、入力アナログ信
号の帯域７ｋＨｚを４ｋＨｚを境として低域０〜４ｋＨ
ｚと高域４〜７ｋＨｚとに分割し、各帯域に対してそれ
ぞれ上述したＡＤＰＣＭ符号化及び復号化を適用してい
る。なお、圧縮符号化されたＡＤＰＣＭ信号を合成する
構成が符号器側で必要であり、合成されているＡＤＰＣ
Ｍ信号を高域及び低域のＡＤＰＣＭ信号に分離する構成
が復号器側で必要になる等の点は、勧告Ｇ．７２１によ
るＡＤＰＣＭ方式と当然に異なる点である。
号器及び復号器について説明したが、勧告Ｇ．７２２に
よるＳＢ−ＡＤＰＣＭ符号器及び復号器も帯域を分割し
て処理する点を除き、上述のＡＤＰＣＭ符号器及び復号
器と処理原理は同様である。すなわち、入力アナログ信
号の帯域７ｋＨｚを４ｋＨｚを境として低域０〜４ｋＨ
ｚと高域４〜７ｋＨｚとに分割し、各帯域に対してそれ
ぞれ上述したＡＤＰＣＭ符号化及び復号化を適用してい
る。なお、圧縮符号化されたＡＤＰＣＭ信号を合成する
構成が符号器側で必要であり、合成されているＡＤＰＣ
Ｍ信号を高域及び低域のＡＤＰＣＭ信号に分離する構成
が復号器側で必要になる等の点は、勧告Ｇ．７２１によ
るＡＤＰＣＭ方式と当然に異なる点である。
【００１３】ところで、いずれの勧告に従うＡＤＰＣＭ
信号（場合によってはＳＢ−ＡＤＰＣＭ信号を含む概念
とする）であれ、ＡＤＰＣＭ信号を伝送する場合には、
連続したデジタル信号（ビットストリーム）の中からど
の４ビット又は８ビットが１サンプルのデータであるか
を復号器が識別できないと、復号器が正しく復号化する
ことができない。すなわち、ＡＤＰＣＭ信号を同期入力
信号に正しく同期させることが必要となる。
信号（場合によってはＳＢ−ＡＤＰＣＭ信号を含む概念
とする）であれ、ＡＤＰＣＭ信号を伝送する場合には、
連続したデジタル信号（ビットストリーム）の中からど
の４ビット又は８ビットが１サンプルのデータであるか
を復号器が識別できないと、復号器が正しく復号化する
ことができない。すなわち、ＡＤＰＣＭ信号を同期入力
信号に正しく同期させることが必要となる。
【００１４】従来、同期方法として、以下の第１又は第
２の方法が用いられていた。なお、従来の同期方法の説
明においては、ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２１によるＡＤＰ
ＣＭ信号について説明する。
２の方法が用いられていた。なお、従来の同期方法の説
明においては、ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２１によるＡＤＰ
ＣＭ信号について説明する。
【００１５】図３は、第１の同期方法の説明図である。
この第１の同期方法は、符号器及び復号器間で授受する
ＡＤＰＣＭ信号の中に同期用の情報（フレームパター
ン）を盛り込む方法である。すなわち、複数（ｍ個）の
ビットでなるフレームパターンの各ビットを、符号器側
でｎ個毎のサンプルのＬＳＢ（最下位ビット）に盛り込
んで伝送し、復号器側では４×ｎ毎のｍ個のビットで形
成されたパターンが予め規定されているフレームパター
ンに一致するかを監視し、受信ＡＤＰＣＭ信号の４ビッ
ト単位の切り分けをフレームパターンに一致するように
行なうことで同期させるものである。
この第１の同期方法は、符号器及び復号器間で授受する
ＡＤＰＣＭ信号の中に同期用の情報（フレームパター
ン）を盛り込む方法である。すなわち、複数（ｍ個）の
ビットでなるフレームパターンの各ビットを、符号器側
でｎ個毎のサンプルのＬＳＢ（最下位ビット）に盛り込
んで伝送し、復号器側では４×ｎ毎のｍ個のビットで形
成されたパターンが予め規定されているフレームパター
ンに一致するかを監視し、受信ＡＤＰＣＭ信号の４ビッ
ト単位の切り分けをフレームパターンに一致するように
行なうことで同期させるものである。
【００１６】図４は、第２の同期方法の説明図である。
この第２の同期方法は、図４（Ａ）に示すように、ＡＤ
ＰＣＭ信号は、なんら変換することなくそのまま伝送す
ると共に、このＡＤＰＣＭ信号の各サンプルのＭＳＢ
（最上位ビット）の期間で有意となる、図４（Ｂ）に示
す同期入力信号（フレーム同期信号）を別途符号器及び
復号器間で授受することにより同期を得るものである。
この第２の同期方法は、図４（Ａ）に示すように、ＡＤ
ＰＣＭ信号は、なんら変換することなくそのまま伝送す
ると共に、このＡＤＰＣＭ信号の各サンプルのＭＳＢ
（最上位ビット）の期間で有意となる、図４（Ｂ）に示
す同期入力信号（フレーム同期信号）を別途符号器及び
復号器間で授受することにより同期を得るものである。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た第１の同期方法は、符号器及び復号器間で授受するデ
ジタル伝送信号（ＡＤＰＣＭ信号）以外に伝送する信号
（同期入力信号）がないという利点を有する反面、デジ
タル伝送信号の一部にフレームパターンを挿入している
ため復号された信号に劣化が生じるという欠点を有す
る。
た第１の同期方法は、符号器及び復号器間で授受するデ
ジタル伝送信号（ＡＤＰＣＭ信号）以外に伝送する信号
（同期入力信号）がないという利点を有する反面、デジ
タル伝送信号の一部にフレームパターンを挿入している
ため復号された信号に劣化が生じるという欠点を有す
る。
【００１８】他方、第２の同期方法は、デジタル伝送信
号（ＡＤＰＣＭ信号）を正確に伝送できるという利点を
有する反面、デジタル伝送信号とは別に同期入力信号
（フレーム同期信号）を伝送しなければならないという
欠点を有する。
号（ＡＤＰＣＭ信号）を正確に伝送できるという利点を
有する反面、デジタル伝送信号とは別に同期入力信号
（フレーム同期信号）を伝送しなければならないという
欠点を有する。
【００１９】本発明は、以上の点を考慮してなされたも
のであり、デジタル伝送信号の一部を同期のために犠牲
にすることがない、しかも、デジタル伝送信号以外の他
の信号を同期のために伝送する必要がないデジタル伝送
システムの同期方式を提供しようとするものである。
のであり、デジタル伝送信号の一部を同期のために犠牲
にすることがない、しかも、デジタル伝送信号以外の他
の信号を同期のために伝送する必要がないデジタル伝送
システムの同期方式を提供しようとするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、本発明においては、少なくとも一部のビットが特有
の統計的性質を有する符号化されたデジタル伝送信号を
授受するデジタル伝送システムであって、受信側のデジ
タル伝送装置内の復号器が受信したデジタル伝送信号を
同期入力信号に基づいてサンプルに分けて復号処理する
デジタル伝送システムの同期方式において、送信側のデ
ジタル伝送装置から受信側のデジタル伝送装置へ、デジ
タル伝送信号のみを伝送すると共に、受信側のデジタル
伝送装置に、以下の各手段を設けた。すなわち、デジタ
ル伝送信号の統計的性質のために同期状態と非同期状態
とで変化する、復号器の内部状態を監視する監視手段
と、その監視出力に基づいて、同期状態か否かを判定す
る同期検出手段と、判定結果が非同期状態の場合に、復
号器に与えるデジタル伝送信号及び同期入力信号の相対
的位相を、デジタル伝送信号における１ビットずつシフ
トさせる信号シフト手段とを設けた。
め、本発明においては、少なくとも一部のビットが特有
の統計的性質を有する符号化されたデジタル伝送信号を
授受するデジタル伝送システムであって、受信側のデジ
タル伝送装置内の復号器が受信したデジタル伝送信号を
同期入力信号に基づいてサンプルに分けて復号処理する
デジタル伝送システムの同期方式において、送信側のデ
ジタル伝送装置から受信側のデジタル伝送装置へ、デジ
タル伝送信号のみを伝送すると共に、受信側のデジタル
伝送装置に、以下の各手段を設けた。すなわち、デジタ
ル伝送信号の統計的性質のために同期状態と非同期状態
とで変化する、復号器の内部状態を監視する監視手段
と、その監視出力に基づいて、同期状態か否かを判定す
る同期検出手段と、判定結果が非同期状態の場合に、復
号器に与えるデジタル伝送信号及び同期入力信号の相対
的位相を、デジタル伝送信号における１ビットずつシフ
トさせる信号シフト手段とを設けた。
【００２１】ここで、送信側及び受信側のデジタル伝送
装置が適応量子化器を有するものであれば、監視手段
が、量子化ステップサイズを監視するものであることが
一例として好ましい。
装置が適応量子化器を有するものであれば、監視手段
が、量子化ステップサイズを監視するものであることが
一例として好ましい。
【００２２】また、送信側及び受信側のデジタル伝送装
置が適応予測器を有するものであれば、監視手段が、予
測係数を監視するものであることが一例として好まし
い。
置が適応予測器を有するものであれば、監視手段が、予
測係数を監視するものであることが一例として好まし
い。
【００２３】
【作用】本発明は、一部のビットが同期のために変換さ
れていないデジタル伝送信号のみを授受することによっ
て、同期確立を行なうことができるようにしたものであ
り、デジタル伝送信号が有する統計的性質を利用するこ
とを特徴とするものである。
れていないデジタル伝送信号のみを授受することによっ
て、同期確立を行なうことができるようにしたものであ
り、デジタル伝送信号が有する統計的性質を利用するこ
とを特徴とするものである。
【００２４】特有の統計的性質を有するデジタル伝送信
号の場合、同期状態と非同期状態とでは、復号器のある
内部状態は弁別できる程度に異なるものとなる。そこ
で、監視手段が、デジタル伝送信号の統計的性質のため
に同期状態と非同期状態とで変化する復号器の内部状態
を監視し、同期検出手段が、その監視出力に基づいて、
同期状態か否かを判定し、信号シフト手段が、判定結果
が非同期状態の場合に、復号器に与えるデジタル伝送信
号及び同期入力信号の相対的位相を、デジタル伝送信号
における１ビットずつシフトさせることとした。
号の場合、同期状態と非同期状態とでは、復号器のある
内部状態は弁別できる程度に異なるものとなる。そこ
で、監視手段が、デジタル伝送信号の統計的性質のため
に同期状態と非同期状態とで変化する復号器の内部状態
を監視し、同期検出手段が、その監視出力に基づいて、
同期状態か否かを判定し、信号シフト手段が、判定結果
が非同期状態の場合に、復号器に与えるデジタル伝送信
号及び同期入力信号の相対的位相を、デジタル伝送信号
における１ビットずつシフトさせることとした。
【００２５】ここで、送信側及び受信側のデジタル伝送
装置が適応量子化器を有するものであれば、監視手段
が、量子化ステップサイズを監視するものであることが
一例として好ましい。例えば、ＡＤＰＣＭ信号やＳＢ−
ＡＤＰＣＭ信号の伝送システムに、かかる監視方法を適
用できる。
装置が適応量子化器を有するものであれば、監視手段
が、量子化ステップサイズを監視するものであることが
一例として好ましい。例えば、ＡＤＰＣＭ信号やＳＢ−
ＡＤＰＣＭ信号の伝送システムに、かかる監視方法を適
用できる。
【００２６】また、送信側及び受信側のデジタル伝送装
置が適応予測器を有するものであれば、監視手段が、予
測係数を監視するものであることが一例として好まし
い。例えば、ＡＤＰＣＭ信号やＳＢ−ＡＤＰＣＭ信号や
ＤＰＣＭ信号の伝送システムに、かかる監視方法を適用
できる。
置が適応予測器を有するものであれば、監視手段が、予
測係数を監視するものであることが一例として好まし
い。例えば、ＡＤＰＣＭ信号やＳＢ−ＡＤＰＣＭ信号や
ＤＰＣＭ信号の伝送システムに、かかる監視方法を適用
できる。
【００２７】
【実施例】以下、本発明をＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２１に
従うＡＤＰＣＭ信号の伝送システムの同期方式に適用し
た一実施例を図面を参照しながら詳述する。
従うＡＤＰＣＭ信号の伝送システムの同期方式に適用し
た一実施例を図面を参照しながら詳述する。
【００２８】（Ａ）ＡＤＰＣＭ信号の統計的性質 この実施例は、ＡＤＰＣＭ信号の統計的性質を利用して
サンプル単位の正しい受信復号（同期）を可能としたこ
とを特徴とするものである。そこでまず、ＡＤＰＣＭ信
号の統計的性質を説明する。
サンプル単位の正しい受信復号（同期）を可能としたこ
とを特徴とするものである。そこでまず、ＡＤＰＣＭ信
号の統計的性質を説明する。
【００２９】ＡＤＰＣＭ信号は、上述したように、予測
信号と実際の入力信号（均一ＰＣＭ信号）との差分信号
を適応量子化ステップサイズで量子化した信号であり、
通常そのＡＤＰＣＭ信号のビット長（４ビット：１サン
プル）で表現できるものであり、その信号（各ビット）
は統計的に以下のような性質を有する。
信号と実際の入力信号（均一ＰＣＭ信号）との差分信号
を適応量子化ステップサイズで量子化した信号であり、
通常そのＡＤＰＣＭ信号のビット長（４ビット：１サン
プル）で表現できるものであり、その信号（各ビット）
は統計的に以下のような性質を有する。
【００３０】(A-1) ＭＳＢ（最上位ビット） ＡＤＰＣＭ信号のＭＳＢは極性（符号）ビットであり、
正又は負を符号化しているので“０”又は“１”をと
る。雑音だけがＡＤＰＣＭ符号器に入力されている状態
では予測が難しいので、このＭＳＢの“０”及び“１”
間の反転回数は多いが、入力信号がＡＤＰＣＭ符号器に
入力されている状態では入力信号と予測信号との誤差の
極性反転回数に応じてこのＭＳＢの論理レベルが反転す
る。
正又は負を符号化しているので“０”又は“１”をと
る。雑音だけがＡＤＰＣＭ符号器に入力されている状態
では予測が難しいので、このＭＳＢの“０”及び“１”
間の反転回数は多いが、入力信号がＡＤＰＣＭ符号器に
入力されている状態では入力信号と予測信号との誤差の
極性反転回数に応じてこのＭＳＢの論理レベルが反転す
る。
【００３１】(A-2) 第２ビット ＡＤＰＣＭ信号の第２ビットは、振幅情報を表す３ビッ
ト中の最上位ビットである。差分信号は、入力信号とそ
の予測信号との差であるので、この差分信号の値が大き
くなる確率は高くない。従って、この第２ビットが
“０”になっている確率は非常に高い。すなわち、１サ
ンプルに係る４ビットの中では、“０”になっている確
率が一番高い。
ト中の最上位ビットである。差分信号は、入力信号とそ
の予測信号との差であるので、この差分信号の値が大き
くなる確率は高くない。従って、この第２ビットが
“０”になっている確率は非常に高い。すなわち、１サ
ンプルに係る４ビットの中では、“０”になっている確
率が一番高い。
【００３２】(A-3) 第３ビット ＡＤＰＣＭ信号の第３ビットは、振幅情報を表す３ビッ
ト中の第２ビットである。この第３ビットが、“１”か
ら“０”へ、また、“０”から“１”へ変化する反転回
数は、４ビットの中では平均的である。
ト中の第２ビットである。この第３ビットが、“１”か
ら“０”へ、また、“０”から“１”へ変化する反転回
数は、４ビットの中では平均的である。
【００３３】(A-4) ＬＳＢ（最下位ビット） ＡＤＰＣＭ信号のＬＳＢは、振幅情報を表す３ビット中
の最下位ビットである。従って、差分信号の最小レベル
（量子化ステップサイズ）の相違で“１”及び“０”が
反転するので、頻繁に反転する。
の最下位ビットである。従って、差分信号の最小レベル
（量子化ステップサイズ）の相違で“１”及び“０”が
反転するので、頻繁に反転する。
【００３４】（Ｂ）統計的性質と非同期状態との関係 以上のような統計的性質を有するＡＤＰＣＭ信号を、Ａ
ＤＰＣＭ復号器が非同期状態で処理すると、得られた再
生信号等は次のようになる。
ＤＰＣＭ復号器が非同期状態で処理すると、得られた再
生信号等は次のようになる。
【００３５】 (B-1) 本来の第２ビットをＭＳＢとした場合 まず、ＡＤＰＣＭ信号を１ビットずつずらせてサンプル
として処理した場合を考える。すなわち、本来の第２ビ
ットをＭＳＢ、本来の第３ビットを第２ビット、本来の
ＬＳＢを第３ビット、本来のＭＳＢをＬＳＢとみなして
処理した場合を考える。この場合のＭＳＢ（本来の第２
ビット）は上述したように“０”となる確率が高く、第
２ビットはかなり“１”及び“０”間で反転する。この
ため、復号器の入力信号（符号化されている差分信号）
及び量子化差分信号は“正のかなり大きな値”となる確
率が高い。従って、これに予測信号を加えて得たＡＤＰ
ＣＭ再生信号も“予測信号より大きい値”となることが
多い。
として処理した場合を考える。すなわち、本来の第２ビ
ットをＭＳＢ、本来の第３ビットを第２ビット、本来の
ＬＳＢを第３ビット、本来のＭＳＢをＬＳＢとみなして
処理した場合を考える。この場合のＭＳＢ（本来の第２
ビット）は上述したように“０”となる確率が高く、第
２ビットはかなり“１”及び“０”間で反転する。この
ため、復号器の入力信号（符号化されている差分信号）
及び量子化差分信号は“正のかなり大きな値”となる確
率が高い。従って、これに予測信号を加えて得たＡＤＰ
ＣＭ再生信号も“予測信号より大きい値”となることが
多い。
【００３６】(B-2) 本来のＬＳＢをＭＳＢとした場合 次に、ＡＤＰＣＭ信号を１ビットずつ逆にずらせてサン
プルとして処理した場合を考える。すなわち、本来のＬ
ＳＢをＭＳＢ、本来のＭＳＢを第２ビット、本来の第２
ビットを第３ビット、本来の第３ビットをＬＳＢとみな
して処理した場合を考える。この場合、極性ビットたる
ＭＳＢ（本来のＬＳＢ）は非常に“１”及び“０”間で
反転する確率が高く、第２ビット（本来のＭＳＢ）も
“１”及び“０”間で反転する確率が高い。このため、
復号器の入力信号（符号化されている差分信号）及び量
子化差分信号は、“非常に大きな値”とみなされる確率
が高く、ＡＤＰＣＭ再生信号も“非常に大きな値”とみ
なされる確率が高くなる。
プルとして処理した場合を考える。すなわち、本来のＬ
ＳＢをＭＳＢ、本来のＭＳＢを第２ビット、本来の第２
ビットを第３ビット、本来の第３ビットをＬＳＢとみな
して処理した場合を考える。この場合、極性ビットたる
ＭＳＢ（本来のＬＳＢ）は非常に“１”及び“０”間で
反転する確率が高く、第２ビット（本来のＭＳＢ）も
“１”及び“０”間で反転する確率が高い。このため、
復号器の入力信号（符号化されている差分信号）及び量
子化差分信号は、“非常に大きな値”とみなされる確率
が高く、ＡＤＰＣＭ再生信号も“非常に大きな値”とみ
なされる確率が高くなる。
【００３７】 (B-3) 本来の第３ビットをＭＳＢとした場合 最後に、本来の第３ビットをＭＳＢ、本来のＬＳＢを第
２ビット、本来のＭＳＢを第３ビット、本来の第２ビッ
トをＬＳＢとみなして処理した場合を考える。この場合
は、ＭＳＢ（本来の第３ビット）が“１”及び“０”間
で反転を行ない、第２ビット（本来のＬＳＢ）が非常に
“１”及び“０”間で反転を行なう確率が高い。そのた
め、復号器の入力信号（符号化されている差分信号）及
び量子化差分信号は、“非常に大きな値”とみなされる
確率が高く、ＡＤＰＣＭ再生信号も“非常に大きな値”
とみなされる確率が高くなる。
２ビット、本来のＭＳＢを第３ビット、本来の第２ビッ
トをＬＳＢとみなして処理した場合を考える。この場合
は、ＭＳＢ（本来の第３ビット）が“１”及び“０”間
で反転を行ない、第２ビット（本来のＬＳＢ）が非常に
“１”及び“０”間で反転を行なう確率が高い。そのた
め、復号器の入力信号（符号化されている差分信号）及
び量子化差分信号は、“非常に大きな値”とみなされる
確率が高く、ＡＤＰＣＭ再生信号も“非常に大きな値”
とみなされる確率が高くなる。
【００３８】以上のように、ＡＤＰＣＭ復号器へのＡＤ
ＰＣＭ信号（受信信号）を同期位置からずらした場合、
通常受信する信号では非常に低い確率で現れる信号を受
信したことになる。従って、受信信号の態様が、ＡＤＰ
ＣＭ信号が有する統計的性質から通常生じる程度の確率
か否かを捕らえることで同期、非同期を判別することが
できる。実施例は、この点に鑑み、同期を確立しようと
したものである。
ＰＣＭ信号（受信信号）を同期位置からずらした場合、
通常受信する信号では非常に低い確率で現れる信号を受
信したことになる。従って、受信信号の態様が、ＡＤＰ
ＣＭ信号が有する統計的性質から通常生じる程度の確率
か否かを捕らえることで同期、非同期を判別することが
できる。実施例は、この点に鑑み、同期を確立しようと
したものである。
【００３９】（Ｃ）実施例の構成及び動作 次に、実施例の構成及び動作を図１を参照しながら詳述
する。
する。
【００４０】上述したように、この実施例は、非同期状
態で受信しているＡＤＰＣＭ信号（サンプル）は、まれ
にしか現れない態様の信号になっていることに基づいて
同期を確立するものであり、そのため、同期確立のため
にＡＤＰＣＭ信号の一部に同期用ビット（フレームパタ
ーンのビット）を設けることもなく、また、同期入力信
号を符号器から復号器に伝送する必要はなく、ＡＤＰＣ
Ｍ信号だけを符号器から復号器に伝送すれば良い。
態で受信しているＡＤＰＣＭ信号（サンプル）は、まれ
にしか現れない態様の信号になっていることに基づいて
同期を確立するものであり、そのため、同期確立のため
にＡＤＰＣＭ信号の一部に同期用ビット（フレームパタ
ーンのビット）を設けることもなく、また、同期入力信
号を符号器から復号器に伝送する必要はなく、ＡＤＰＣ
Ｍ信号だけを符号器から復号器に伝送すれば良い。
【００４１】図１において、受信された３２ｋｂｉｔ／
ｓのＡＤＰＣＭ信号は、ＡＤＰＣＭ復号器２０に入力さ
れる。また、受信側のデジタル伝送装置内部のクロック
発生回路（図示せず）が発生した８ｋＨｚのクロック信
号（同期入力信号）も、可変シフトレジスタ回路構成の
可変遅延回路２１を介してＡＤＰＣＭ復号器２０に入力
される。なお、可変遅延回路２１は、ＡＤＰＣＭ信号の
１ビット周期ずつ遅延量を可変できるものである。
ｓのＡＤＰＣＭ信号は、ＡＤＰＣＭ復号器２０に入力さ
れる。また、受信側のデジタル伝送装置内部のクロック
発生回路（図示せず）が発生した８ｋＨｚのクロック信
号（同期入力信号）も、可変シフトレジスタ回路構成の
可変遅延回路２１を介してＡＤＰＣＭ復号器２０に入力
される。なお、可変遅延回路２１は、ＡＤＰＣＭ信号の
１ビット周期ずつ遅延量を可変できるものである。
【００４２】ＡＤＰＣＭ復号器２０は、上述した図２
（Ｂ）に示す詳細構成を有し、入力されたクロック信号
に基づいてＡＤＰＣＭ信号をサンプルに分けて復号化処
理し、６４ｋｂｉｔ／ｓのＡ則ＰＣＭ信号又はμ則ＰＣ
Ｍ信号の非線形ＰＣＭ信号を得て次段に出力する。
（Ｂ）に示す詳細構成を有し、入力されたクロック信号
に基づいてＡＤＰＣＭ信号をサンプルに分けて復号化処
理し、６４ｋｂｉｔ／ｓのＡ則ＰＣＭ信号又はμ則ＰＣ
Ｍ信号の非線形ＰＣＭ信号を得て次段に出力する。
【００４３】ここで、ＡＤＰＣＭ復号器２０に入力され
るＡＤＰＣＭ信号及びクロック信号の同期確立は、すな
わち、ＡＤＰＣＭ信号の正しいサンプル毎の分割は次の
ようになされる。
るＡＤＰＣＭ信号及びクロック信号の同期確立は、すな
わち、ＡＤＰＣＭ信号の正しいサンプル毎の分割は次の
ようになされる。
【００４４】同期確立動作時において、監視回路２２
は、ＡＤＰＣＭ復号器２０内の適応逆量子化器（図２
（Ｂ）符号１０参照）の適応動作する量子化ステップサ
イズを監視しており、この量子化ステップサイズが最大
値のときに検出信号を同期検出回路２３に与える。同期
検出回路２３は、所定時間内の最大値検出信号の個数を
計数し、これを所定の閾値と比較し、閾値より大きいと
きに非同期状態信号を位相制御回路２４に与え、閾値以
下のときに同期状態信号を位相制御回路２４に与える。
位相制御回路２４は、非同期状態信号が与えられたとき
に、可変遅延回路２１の遅延量をクロック信号の１／４
周期だけ大きくし、すなわち、ＡＤＰＣＭ信号の１ビッ
ト周期だけ遅延量を大きくする。他方、位相制御回路２
４は、同期状態信号が与えられたときに、可変遅延回路
２１の遅延量をそのときの遅延量に固定する。
は、ＡＤＰＣＭ復号器２０内の適応逆量子化器（図２
（Ｂ）符号１０参照）の適応動作する量子化ステップサ
イズを監視しており、この量子化ステップサイズが最大
値のときに検出信号を同期検出回路２３に与える。同期
検出回路２３は、所定時間内の最大値検出信号の個数を
計数し、これを所定の閾値と比較し、閾値より大きいと
きに非同期状態信号を位相制御回路２４に与え、閾値以
下のときに同期状態信号を位相制御回路２４に与える。
位相制御回路２４は、非同期状態信号が与えられたとき
に、可変遅延回路２１の遅延量をクロック信号の１／４
周期だけ大きくし、すなわち、ＡＤＰＣＭ信号の１ビッ
ト周期だけ遅延量を大きくする。他方、位相制御回路２
４は、同期状態信号が与えられたときに、可変遅延回路
２１の遅延量をそのときの遅延量に固定する。
【００４５】このように、この実施例の場合、適応逆量
子化器の量子化ステップサイズが最大値をとる割合に基
づいて、同期状態、非同期状態を監視して同期制御を行
なっている。勿論、同期確立動作は、初期の引き込みの
際だけでなく、一旦確立した同期が外れた場合にも行な
われる。
子化器の量子化ステップサイズが最大値をとる割合に基
づいて、同期状態、非同期状態を監視して同期制御を行
なっている。勿論、同期確立動作は、初期の引き込みの
際だけでなく、一旦確立した同期が外れた場合にも行な
われる。
【００４６】このようにして同期制御を行なうことがで
きる理由について詳述する。上述した「統計的性質と非
同期状態との関係」で説明したように、いずれの態様の
非同期状態でも、ＡＤＰＣＭ信号のサンプル値が意味す
る値（符号化されている差分信号）は、“正のかなり大
きな値”、“非常に大きな値”のように大きな値をとる
ものとなる。そのため、差分信号の大きさによって定ま
る量子化ステップサイズも非同期状態では大きな値を頻
繁にとるものとなり、同期状態で最大値の量子化ステッ
プサイズが生じる割合より、かなり大きな割合で最大値
の量子化ステップサイズが生じる。従って、上記実施例
のように、最大値の量子化ステップサイズが生じる割合
に基づいて、同期状態及び非同期状態を区別して判断す
ることができる。
きる理由について詳述する。上述した「統計的性質と非
同期状態との関係」で説明したように、いずれの態様の
非同期状態でも、ＡＤＰＣＭ信号のサンプル値が意味す
る値（符号化されている差分信号）は、“正のかなり大
きな値”、“非常に大きな値”のように大きな値をとる
ものとなる。そのため、差分信号の大きさによって定ま
る量子化ステップサイズも非同期状態では大きな値を頻
繁にとるものとなり、同期状態で最大値の量子化ステッ
プサイズが生じる割合より、かなり大きな割合で最大値
の量子化ステップサイズが生じる。従って、上記実施例
のように、最大値の量子化ステップサイズが生じる割合
に基づいて、同期状態及び非同期状態を区別して判断す
ることができる。
【００４７】（Ｄ）実施例の効果 従って、上述した実施例によれば、ＡＤＰＣＭ信号列を
そのまま伝送して同期を確立するので、すなわち、ＡＤ
ＰＣＭ信号列に信号以外のフレームパターンを挿入する
必要がないので、伝送を通じて信号が劣化することを防
止できる。また、ＡＤＰＣＭ信号列以外にフレーム同期
信号を別途伝送することを必要としなくなる。
そのまま伝送して同期を確立するので、すなわち、ＡＤ
ＰＣＭ信号列に信号以外のフレームパターンを挿入する
必要がないので、伝送を通じて信号が劣化することを防
止できる。また、ＡＤＰＣＭ信号列以外にフレーム同期
信号を別途伝送することを必要としなくなる。
【００４８】（Ｅ）他の実施例 (E-1) 同期確立のために位相が制御される信号 上記実施例においては、非同期状態と判断したときに、
ＡＤＰＣＭ復号器に与えるクロック信号の位相を制御す
るものを示したが、同期ではＡＤＰＣＭ信号とクロック
信号との相対的位相が問題となるので、逆に、ＡＤＰＣ
Ｍ復号器に与えるクロック信号の位相を固定して、ＡＤ
ＰＣＭ信号の位相を制御するようにしても良い。すなわ
ち、ＡＤＰＣＭ信号のＡＤＰＣＭ復号器への入力ライン
上に可変遅延回路を介挿し、クロック信号発生器が発生
したクロック信号をＡＤＰＣＭ復号器に直接入力するよ
うにしても良い。
ＡＤＰＣＭ復号器に与えるクロック信号の位相を制御す
るものを示したが、同期ではＡＤＰＣＭ信号とクロック
信号との相対的位相が問題となるので、逆に、ＡＤＰＣ
Ｍ復号器に与えるクロック信号の位相を固定して、ＡＤ
ＰＣＭ信号の位相を制御するようにしても良い。すなわ
ち、ＡＤＰＣＭ信号のＡＤＰＣＭ復号器への入力ライン
上に可変遅延回路を介挿し、クロック信号発生器が発生
したクロック信号をＡＤＰＣＭ復号器に直接入力するよ
うにしても良い。
【００４９】(E-2) 適用可能な符号化方式 上記実施例においては、ＡＤＰＣＭ符号化方式の同期方
式に本発明を適用したものを示したが、本発明は、これ
に限定されるものではなく、他の符号化方式の同期方式
にも適用することができる。但し、符号化されたデジタ
ル伝送信号の少なくとも一部のビットが、特有な統計的
性質を有することを要する。例えば、上述したＳＢ−Ａ
ＤＰＣＭ符号化方式を適用することができる。また、Ｄ
ＰＣＭ符号化方式等の予測符号化方式は、入力信号と予
測信号との差分信号を符号化しているので、統計的性質
を有し、本発明を適用することができる。
式に本発明を適用したものを示したが、本発明は、これ
に限定されるものではなく、他の符号化方式の同期方式
にも適用することができる。但し、符号化されたデジタ
ル伝送信号の少なくとも一部のビットが、特有な統計的
性質を有することを要する。例えば、上述したＳＢ−Ａ
ＤＰＣＭ符号化方式を適用することができる。また、Ｄ
ＰＣＭ符号化方式等の予測符号化方式は、入力信号と予
測信号との差分信号を符号化しているので、統計的性質
を有し、本発明を適用することができる。
【００５０】なお、参考のために、ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．
７２２に規定されるＳＢ−ＡＤＰＣＭ信号の統計的性質
を記すと、以下の通りである。
７２２に規定されるＳＢ−ＡＤＰＣＭ信号の統計的性質
を記すと、以下の通りである。
【００５１】ＭＳＢ：高域の極性ビットである。“１”
及び“０”間の反転が多い。 第２ビット：高域の唯一の振幅ビットである。“１”及
び“０”間の反転が多い。 第３ビット：低域の極性ビットである。“１”及び
“０”間の反転が多い。 第４ビット：低域の振幅ビット中のＭＳＢである。
“０”になる確率が非常に高い。 第５ビット：低域の振幅ビット中の第２ビットである。
“０”になる確率がかなり高い。 第６ビット：低域の振幅ビット中の第３ビットである。 第７ビット：低域の振幅ビット中の第４ビットである。 ＬＳＢ ：低域の振幅ビット中のＬＳＢである。
“１”及び“０”間の反転が非常に多い。
及び“０”間の反転が多い。 第２ビット：高域の唯一の振幅ビットである。“１”及
び“０”間の反転が多い。 第３ビット：低域の極性ビットである。“１”及び
“０”間の反転が多い。 第４ビット：低域の振幅ビット中のＭＳＢである。
“０”になる確率が非常に高い。 第５ビット：低域の振幅ビット中の第２ビットである。
“０”になる確率がかなり高い。 第６ビット：低域の振幅ビット中の第３ビットである。 第７ビット：低域の振幅ビット中の第４ビットである。 ＬＳＢ ：低域の振幅ビット中のＬＳＢである。
“１”及び“０”間の反転が非常に多い。
【００５２】(E-3) 同期判断に用いるパラメータ 上記実施例においては、量子化ステップサイズに基づい
て同期が確立したか否かの判断を行なうものを示した
が、他のパラメータをかかる判断に用いることができ
る。すなわち、デジタル伝送信号（例えばＡＤＰＣＭ信
号）の統計的性質のために、非同期状態と同期状態と
で、復号器における他のパラメータも様相が異なるもの
となり、他のパラメータも利用することができる。実際
上、ＤＰＣＭ符号化方式等の適応量子化器を利用しない
符号化方式の場合、量子化ステップサイズを利用できな
いので、他のパラメータを利用することとなる。利用で
きるパラメータとしては、適応予測器（図２（Ｂ）符号
１２参照）の予測係数や、デジタル伝送信号のビット情
報自体等を挙げることができる。なお、各パラメータ単
独で判断するのではなく、複数種類のパラメータを用い
て総合的に同期状態の判断を行なうようにしても良い。
て同期が確立したか否かの判断を行なうものを示した
が、他のパラメータをかかる判断に用いることができ
る。すなわち、デジタル伝送信号（例えばＡＤＰＣＭ信
号）の統計的性質のために、非同期状態と同期状態と
で、復号器における他のパラメータも様相が異なるもの
となり、他のパラメータも利用することができる。実際
上、ＤＰＣＭ符号化方式等の適応量子化器を利用しない
符号化方式の場合、量子化ステップサイズを利用できな
いので、他のパラメータを利用することとなる。利用で
きるパラメータとしては、適応予測器（図２（Ｂ）符号
１２参照）の予測係数や、デジタル伝送信号のビット情
報自体等を挙げることができる。なお、各パラメータ単
独で判断するのではなく、複数種類のパラメータを用い
て総合的に同期状態の判断を行なうようにしても良い。
【００５３】予測係数を同期確立に利用する方法の一例
を説明する。ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２２に規定されるＳ
Ｂ−ＡＤＰＣＭ信号について、実験上、同期が確立して
いる状態では、ある極予測係数は、その最大値に近い値
になっている確率が高い（但し、最大値に貼り付くこと
はない）。ビットずれが１〜６ビットのときには、その
極予測係数が最大値に近い値になる確率は小さい。ま
た、ビットずれが７ビットのときには、その極予測係数
は最大値に貼り付く確率が高い。そこで、例えば、監視
回路が、その極予測係数がその最大値に近い値でかつ最
大値を除いた範囲の値になっているか否かを監視し、同
期検出回路がその範囲の値になっている回数をある一定
時間だけ計数して所定回数を越えているか否かを判断
し、所定回数より少ないときに位相制御回路が入力され
たＳＢ−ＡＤＰＣＭ信号とクロック信号との相対的位相
を変更させるようにすれば良い。
を説明する。ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２２に規定されるＳ
Ｂ−ＡＤＰＣＭ信号について、実験上、同期が確立して
いる状態では、ある極予測係数は、その最大値に近い値
になっている確率が高い（但し、最大値に貼り付くこと
はない）。ビットずれが１〜６ビットのときには、その
極予測係数が最大値に近い値になる確率は小さい。ま
た、ビットずれが７ビットのときには、その極予測係数
は最大値に貼り付く確率が高い。そこで、例えば、監視
回路が、その極予測係数がその最大値に近い値でかつ最
大値を除いた範囲の値になっているか否かを監視し、同
期検出回路がその範囲の値になっている回数をある一定
時間だけ計数して所定回数を越えているか否かを判断
し、所定回数より少ないときに位相制御回路が入力され
たＳＢ−ＡＤＰＣＭ信号とクロック信号との相対的位相
を変更させるようにすれば良い。
【００５４】デジタル伝送信号のビット情報自体を同期
確立に利用する方法の一例を説明する。ＣＣＩＴＴ勧告
Ｇ．７２１に規定されるＡＤＰＣＭ信号は、上述したよ
うに、第２ビットはほとんど“０”になっており、ＬＳ
Ｂは頻繁に論理を反転している。従って、同期が確立し
ている状態の第２ビットはほとんど“０”になってお
り、ＬＳＢは頻繁に論理を反転する。他方、非同期状態
では、第２ビットも論理を反転し、ＬＳＢの反転回数は
少なくなる。そこで、監視回路によって、第２ビット及
びＬＳＢの論理反転を監視し、同期検出回路が第２ビッ
トの所定時間内の反転回数が第１の所定回数より少な
く、かつＬＳＢの反転回数が第２の所定回数より多いと
きに同期状態と判断し、これ以外のときに非同期状態と
判断し、位相制御回路が非同期状態のときにＡＤＰＣＭ
信号とクロック信号との相対的位相を変更させるように
すれば良い。
確立に利用する方法の一例を説明する。ＣＣＩＴＴ勧告
Ｇ．７２１に規定されるＡＤＰＣＭ信号は、上述したよ
うに、第２ビットはほとんど“０”になっており、ＬＳ
Ｂは頻繁に論理を反転している。従って、同期が確立し
ている状態の第２ビットはほとんど“０”になってお
り、ＬＳＢは頻繁に論理を反転する。他方、非同期状態
では、第２ビットも論理を反転し、ＬＳＢの反転回数は
少なくなる。そこで、監視回路によって、第２ビット及
びＬＳＢの論理反転を監視し、同期検出回路が第２ビッ
トの所定時間内の反転回数が第１の所定回数より少な
く、かつＬＳＢの反転回数が第２の所定回数より多いと
きに同期状態と判断し、これ以外のときに非同期状態と
判断し、位相制御回路が非同期状態のときにＡＤＰＣＭ
信号とクロック信号との相対的位相を変更させるように
すれば良い。
【００５５】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、送信側
及び受信側デジタル伝送装置間ではデジタル伝送信号だ
けを伝送すると共に、受信側のデジタル伝送装置におい
て、デジタル伝送信号列が有する統計的性質に基づい
て、同期、非同期を判断して同期制御を行なうようにし
たので、デジタル伝送信号の一部を同期のために犠牲に
することがない、しかも、デジタル伝送信号以外の他の
信号を同期のために伝送する必要がないデジタル伝送シ
ステムの同期方式を実現できる。
及び受信側デジタル伝送装置間ではデジタル伝送信号だ
けを伝送すると共に、受信側のデジタル伝送装置におい
て、デジタル伝送信号列が有する統計的性質に基づい
て、同期、非同期を判断して同期制御を行なうようにし
たので、デジタル伝送信号の一部を同期のために犠牲に
することがない、しかも、デジタル伝送信号以外の他の
信号を同期のために伝送する必要がないデジタル伝送シ
ステムの同期方式を実現できる。
【図１】実施例の受信側のデジタル伝送装置の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】ＣＣＩＴＴ勧告Ｇ．７２１に従うＡＤＰＣＭ符
号器及び復号器の構成を示すブロック図である。
号器及び復号器の構成を示すブロック図である。
【図３】従来の第１の同期方式の説明図である。
【図４】従来の第２の同期方式の説明図である。
２０…ＡＤＰＣＭ復号器、２１…可変遅延回路、２２…
監視回路、２３…同期検出回路、２４…位相制御回路。
監視回路、２３…同期検出回路、２４…位相制御回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 和田 博 東京都新宿区西新宿２丁目３番２号 国際 電信電話株式会社内 (72)発明者 飯田 昌久 東京都新宿区西新宿２丁目３番２号 国際 電信電話株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 少なくとも一部のビットが特有の統計的
性質を有する符号化されたデジタル伝送信号を授受する
デジタル伝送システムであって、受信側のデジタル伝送
装置内の復号器が受信したデジタル伝送信号を同期入力
信号に基づいてサンプルに分けて復号処理するデジタル
伝送システムの同期方式において、 送信側のデジタル伝送装置から上記受信側のデジタル伝
送装置へ、デジタル伝送信号のみを伝送する共に、 上記受信側のデジタル伝送装置に、 デジタル伝送信号の統計的性質のために同期状態と非同
期状態とで変化する、上記復号器の内部状態を監視する
監視手段と、 その監視出力に基づいて、同期状態か否かを判定する同
期検出手段と、 判定結果が非同期状態の場合に、上記復号器に与えるデ
ジタル伝送信号及び同期入力信号の相対的位相を、デジ
タル伝送信号における１ビットずつシフトさせる信号シ
フト手段とを設けたことを特徴とするデジタル伝送シス
テムの同期方式。 - 【請求項２】 上記送信側及び受信側のデジタル伝送装
置が適応量子化器を有するものであって、上記監視手段
が、量子化ステップサイズを監視するものであることを
特徴とする請求項１に記載のデジタル伝送システムの同
期方式。 - 【請求項３】 上記送信側及び受信側のデジタル伝送装
置が適応予測器を有するものであって、上記監視手段
が、予測係数を監視するものであることを特徴とする請
求項１に記載のデジタル伝送システムの同期方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10555391A JP2809524B2 (ja) | 1991-05-10 | 1991-05-10 | デジタル伝送システムの同期方式 |
| US07/879,819 US5386436A (en) | 1991-05-10 | 1992-05-07 | Synchronization system for use in digital transmission system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10555391A JP2809524B2 (ja) | 1991-05-10 | 1991-05-10 | デジタル伝送システムの同期方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05102936A true JPH05102936A (ja) | 1993-04-23 |
| JP2809524B2 JP2809524B2 (ja) | 1998-10-08 |
Family
ID=14410757
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10555391A Expired - Fee Related JP2809524B2 (ja) | 1991-05-10 | 1991-05-10 | デジタル伝送システムの同期方式 |
Country Status (2)
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|---|---|
| US (1) | US5386436A (ja) |
| JP (1) | JP2809524B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030002638A (ko) * | 2001-06-29 | 2003-01-09 | 주식회사 하이닉스반도체 | 적응 차분 펄스부호변조를 구현하는 장치 |
Families Citing this family (5)
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1991
- 1991-05-10 JP JP10555391A patent/JP2809524B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-05-07 US US07/879,819 patent/US5386436A/en not_active Expired - Lifetime
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|---|---|---|---|---|
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Also Published As
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| JP2809524B2 (ja) | 1998-10-08 |
| US5386436A (en) | 1995-01-31 |
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