JPH0477107A - 適応等化装置 - Google Patents
適応等化装置Info
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- JPH0477107A JPH0477107A JP2188320A JP18832090A JPH0477107A JP H0477107 A JPH0477107 A JP H0477107A JP 2188320 A JP2188320 A JP 2188320A JP 18832090 A JP18832090 A JP 18832090A JP H0477107 A JPH0477107 A JP H0477107A
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- adaptive equalization
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- transmission path
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 83
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 32
- 238000012549 training Methods 0.000 claims description 23
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
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- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- BAWFJGJZGIEFAR-NNYOXOHSSA-N NAD zwitterion Chemical compound NC(=O)C1=CC=C[N+]([C@H]2[C@@H]([C@H](O)[C@@H](COP([O-])(=O)OP(O)(=O)OC[C@@H]3[C@H]([C@@H](O)[C@@H](O3)N3C4=NC=NC(N)=C4N=C3)O)O2)O)=C1 BAWFJGJZGIEFAR-NNYOXOHSSA-N 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、符号間干渉のある伝送路を介してディジタル
信号を受信する受信機の適応等化装置に関するものであ
る。
信号を受信する受信機の適応等化装置に関するものであ
る。
(従来の技術)
従来、適応等化装置においては、受信信号と適応等化回
路の判定出力との自乗誤差または誤差の最大値が最小と
なるように適応等化回路中のトランスバーサルフィルタ
のタップ係数を計算し、更新設定していた。以下に従来
の適応等化装置として第7図の判定帰還形等化器(以下
DFEとする)を例にとって説明する。第7図のDFE
の主な構成要素は、(K+L+1 )個のタップ係数乗
算器710(以下、c 、(i =−に、 −、L)
)を持つ前方等花器702(以下FEとする)と、M個
のタッグ係数乗算器713(以下、d) (ρ=1・・
・1M))を持つ後方等花器704(以下BEとする)
と、判定器705である。
路の判定出力との自乗誤差または誤差の最大値が最小と
なるように適応等化回路中のトランスバーサルフィルタ
のタップ係数を計算し、更新設定していた。以下に従来
の適応等化装置として第7図の判定帰還形等化器(以下
DFEとする)を例にとって説明する。第7図のDFE
の主な構成要素は、(K+L+1 )個のタップ係数乗
算器710(以下、c 、(i =−に、 −、L)
)を持つ前方等花器702(以下FEとする)と、M個
のタッグ係数乗算器713(以下、d) (ρ=1・・
・1M))を持つ後方等花器704(以下BEとする)
と、判定器705である。
一般に、伝送路による符号間干渉は伝送路のインパルス
応答を用いて表現できる。いま、送信シンボル系列を(
as l (n=−ω、・・・、−1−oo)、伝送
路のインパルス応答の離散値を(hm )とすると、入
力端子701からPE702に入力する受信信号のサン
プル値r、は、式(1)のように表わせる。ここでは、
伝送路インパルス応答系列の各値が実数の場合について
説明するが、複素数の場合も同様である。
応答を用いて表現できる。いま、送信シンボル系列を(
as l (n=−ω、・・・、−1−oo)、伝送
路のインパルス応答の離散値を(hm )とすると、入
力端子701からPE702に入力する受信信号のサン
プル値r、は、式(1)のように表わせる。ここでは、
伝送路インパルス応答系列の各値が実数の場合について
説明するが、複素数の場合も同様である。
たがって、判定器705に入力するy、は式(2)%式
% 判定器705の入出力間の誤差信号ε、は式(3)で与
えられる。
% 判定器705の入出力間の誤差信号ε、は式(3)で与
えられる。
ε、=y1−且、 ・・・(3)D
FEが最小平均自乗誤差(LMSE)性を満たす等花器
として働くためには、式(3)の誤差信号ε、の自乗平
均値ξ=E[ε、’](Eは期待値をとる演算子)が最
小となるようにPE702およびBE704のタップ係
数が設定される必要がある。したがって、式(4)のよ
うに、PE702゜BE704の各タップ係数をそれぞ
れのタップ係数によるξの偏微分値が0となるように設
定する必要がある。
FEが最小平均自乗誤差(LMSE)性を満たす等花器
として働くためには、式(3)の誤差信号ε、の自乗平
均値ξ=E[ε、’](Eは期待値をとる演算子)が最
小となるようにPE702およびBE704のタップ係
数が設定される必要がある。したがって、式(4)のよ
うに、PE702゜BE704の各タップ係数をそれぞ
れのタップ係数によるξの偏微分値が0となるように設
定する必要がある。
DFEの判定出力がfL、の時は、PE702のセンタ
ータップC0にはr、が位置し、PE702の各タップ
上に入力側から順に、r@+に+・・・rO+・・・、
+ r *−Lとして受信信号が分布する。し送信系列
(a、)は独立かつ同一の確率分布のもと(i、 i、
cl、 )に発生し、理想状態ではDFEの判定用力は
送信系列と一致すると仮定する。このとき 式(4)を
行列で表現した式(5)の方程式は、正規方程式あるい
はウィナ−・ホップ(Wiener−flop! )方
程式と呼ばれる(コーワン、グランド著、アダプティブ
フィルターズ、プレンティス・ホール、1985)。
ータップC0にはr、が位置し、PE702の各タップ
上に入力側から順に、r@+に+・・・rO+・・・、
+ r *−Lとして受信信号が分布する。し送信系列
(a、)は独立かつ同一の確率分布のもと(i、 i、
cl、 )に発生し、理想状態ではDFEの判定用力は
送信系列と一致すると仮定する。このとき 式(4)を
行列で表現した式(5)の方程式は、正規方程式あるい
はウィナ−・ホップ(Wiener−flop! )方
程式と呼ばれる(コーワン、グランド著、アダプティブ
フィルターズ、プレンティス・ホール、1985)。
ここで、Tは転置を示し、タップ係数は次のタップ係数
ベクトルとして示される。
ベクトルとして示される。
Copt ” ” [C−K1”・+ Co I ”’
+ C+L]・・・(6) d apt ” ” [d l +・・・、ti、]
・・・(7)また、式(5)左辺の小行列Rを含
む(N+M)X(N+M)の行列はDFE全体に対する
相関行列である。ここで、 ただし、RIJ= E [m s−t r *−J ]
Ha = [E [r、+t a、] −・−
E r rm−L afi ] ] T・・・
(9) ・・・(10) ・・・(11) とする。
+ C+L]・・・(6) d apt ” ” [d l +・・・、ti、]
・・・(7)また、式(5)左辺の小行列Rを含
む(N+M)X(N+M)の行列はDFE全体に対する
相関行列である。ここで、 ただし、RIJ= E [m s−t r *−J ]
Ha = [E [r、+t a、] −・−
E r rm−L afi ] ] T・・・
(9) ・・・(10) ・・・(11) とする。
従来、適応等化のためのタップ係数の修正は、タップ係
数計算回路707において式(12)、 (13)%式
%) アルゴリズムを用いて行われることが多い、ここで、時
刻nTでのタップ係数セット(c。
数計算回路707において式(12)、 (13)%式
%) アルゴリズムを用いて行われることが多い、ここで、時
刻nTでのタップ係数セット(c。
(n)l、(da (n)lは、第7図の判定器70
5の入出力間の差ε、によりシンボル毎に逐次算出して
いるとする。
5の入出力間の差ε、によりシンボル毎に逐次算出して
いるとする。
C1(n+1)=c+ (n)−με、rs−t(i
・−に、・・・、0.・・・、+L)・・・(12)d
n (n+1>=di (n) vtm fL*
−a(N=1.・・・、M>・・・(13)ここで、タ
ップ修正係数μお、よびνを収束範囲内に設定すること
により、LMSアルゴリズムで得られるタップ係数は式
(5)の正規方程式の解に収束する。収束に要する時間
をt @@@9とすると、その時間t easyと受信
信号の自己相関関数行列Rの固有値の最小値λ1.とは
式(14)の関係にある(コーワン、グランド著、アダ
プティブ フィルターズ、ルンティス・ホール、198
5>。
・−に、・・・、0.・・・、+L)・・・(12)d
n (n+1>=di (n) vtm fL*
−a(N=1.・・・、M>・・・(13)ここで、タ
ップ修正係数μお、よびνを収束範囲内に設定すること
により、LMSアルゴリズムで得られるタップ係数は式
(5)の正規方程式の解に収束する。収束に要する時間
をt @@@9とすると、その時間t easyと受信
信号の自己相関関数行列Rの固有値の最小値λ1.とは
式(14)の関係にある(コーワン、グランド著、アダ
プティブ フィルターズ、ルンティス・ホール、198
5>。
(発明が解決しようとする課題)
しかしながら、従来の適応等化装置では、伝送路の符号
間干渉の状態により受信信号の自己相関関数行列Rの固
有値が小さくなる場合が存在し、そのような場合に適応
等化装置内で用いるトランスバーサルフィルタのタップ
係数の収束が式(14)に示されるように、非常に遅く
なるという欠点があった。
間干渉の状態により受信信号の自己相関関数行列Rの固
有値が小さくなる場合が存在し、そのような場合に適応
等化装置内で用いるトランスバーサルフィルタのタップ
係数の収束が式(14)に示されるように、非常に遅く
なるという欠点があった。
そこで本発明の目的は、符号間干渉のある伝送路を介し
て受信する信号を適応等化する適応等化装置において、
伝送路の符号間干渉の状態によらず常に一定の時間で、
適応等化装置内で用いるトランスバーサルフィルタのタ
ップ係数を正確に更新設定する適応等化装置を提供する
ことにある。
て受信する信号を適応等化する適応等化装置において、
伝送路の符号間干渉の状態によらず常に一定の時間で、
適応等化装置内で用いるトランスバーサルフィルタのタ
ップ係数を正確に更新設定する適応等化装置を提供する
ことにある。
(課題を解決するための手段)
本発明に係る第1の適応等化装置は、符号間干渉のある
伝送路を介して受信する信号を適応等化する適応等化装
置であって、 トランスバーサルフィルタでなり前記受信信号を入力す
る適応等化回路と、該適応等化回路の出力信号と前記受
信信号とから前記伝送路のインパルス応答を推定する伝
送路インパルス応答推定回路と、該伝送路インパルス応
答推定回路により推定された伝送路インパルス応答と前
記適応等化回路内の前記トランスバーサルフィルタのタ
ップ係数とで定まる正規方程式を解く正規方程式計算回
路とを有し、 前記適応等化0路内の前記トランスバーサルフィルタの
タップ係数を前記正規方程式計算回路において求めたタ
ップ係数の解で更新設定することを特徴とする。
伝送路を介して受信する信号を適応等化する適応等化装
置であって、 トランスバーサルフィルタでなり前記受信信号を入力す
る適応等化回路と、該適応等化回路の出力信号と前記受
信信号とから前記伝送路のインパルス応答を推定する伝
送路インパルス応答推定回路と、該伝送路インパルス応
答推定回路により推定された伝送路インパルス応答と前
記適応等化回路内の前記トランスバーサルフィルタのタ
ップ係数とで定まる正規方程式を解く正規方程式計算回
路とを有し、 前記適応等化0路内の前記トランスバーサルフィルタの
タップ係数を前記正規方程式計算回路において求めたタ
ップ係数の解で更新設定することを特徴とする。
また本発明に係る第2の適応等化装置は、符号間干渉の
ある伝送路を介して受信する信号を適応等化する適応等
化装置であって、 トランスバーサルフィルタでなり前記受@信号を入力す
る適応等化回路と、予め定められたトレーニング系列を
出力するトレーニング系列発生回路と、該トレーニング
系列発生回路のトレーニング系列と前記適応等化回路の
出力信号とを入力し。
ある伝送路を介して受信する信号を適応等化する適応等
化装置であって、 トランスバーサルフィルタでなり前記受@信号を入力す
る適応等化回路と、予め定められたトレーニング系列を
出力するトレーニング系列発生回路と、該トレーニング
系列発生回路のトレーニング系列と前記適応等化回路の
出力信号とを入力し。
トレーニング中は前記トレーニング系列を、トレーニン
グ終了後は前記適応等化回路の出力信号を出力するよう
に切り替え制御を行う切り替え回路と、該切り替え回路
の出力信号と前記受信信号とから伝送路のインパルス応
答を推定する伝送路インパルス応答推定回路と、該伝送
路インパルス応答推定回路により推定された伝送路イン
パルス応答と前記適応等化回路内の前記トランスバーサ
ルフィルタのタップ係数とで定まる正規方程式を解く正
規方程式計算回路とを有し、 前記適応等化回路内の前記トランスバーサルフィルタの
タップ係数を前記正規方程式計算回路において求めたタ
ップ係数の解で更新設定することを特徴とする。
グ終了後は前記適応等化回路の出力信号を出力するよう
に切り替え制御を行う切り替え回路と、該切り替え回路
の出力信号と前記受信信号とから伝送路のインパルス応
答を推定する伝送路インパルス応答推定回路と、該伝送
路インパルス応答推定回路により推定された伝送路イン
パルス応答と前記適応等化回路内の前記トランスバーサ
ルフィルタのタップ係数とで定まる正規方程式を解く正
規方程式計算回路とを有し、 前記適応等化回路内の前記トランスバーサルフィルタの
タップ係数を前記正規方程式計算回路において求めたタ
ップ係数の解で更新設定することを特徴とする。
さらに本発明に係る第3の適応等化装置は、符号間干渉
のある伝送路を介して受信する信号を適応等化する適応
等化装置であって、 トランスバーサルフィルタでなり前記受信信号を入力す
る適応等化回路と、予め定められたトレーニング系列を
出力するトレーニング系列発生回路と、該トレーニング
系列発生回路のトレーニング系列と前記適応等化回路の
出力信号とを入力し、トレーニング中は前記トレーニン
グ系列を、トレーニング終了後は前記適応等化回路の出
力信号を出力するように切り替え制御を行う切り替え回
路と、該切り替え回路の出力信号と前記受信信号とから
伝送路のインパルス応答を推定する伝送路インパルス応
答推定回路と、該伝送路インパルス応答推定回路から出
力される伝送路インパルス応答をシンボル伝送間隔Tよ
りも長い時間T1の間隔でサンプルする間引き回路と、
核間引き回路より出力される伝送路インパルス応答と前
記適応等化回路内の前記トランスバーサルフィルタのタ
ッグ係数とで定まる正規方程式を前記時間T1以内に解
く正規方程式計算回路とを有し、 前記適応等化回路内の前記トランスバーサルフィルタの
タップ係数を前記正規方程式計算回路において求めたタ
ップ係数の解で前記時間T1ごとに更新設定することを
特徴とする。
のある伝送路を介して受信する信号を適応等化する適応
等化装置であって、 トランスバーサルフィルタでなり前記受信信号を入力す
る適応等化回路と、予め定められたトレーニング系列を
出力するトレーニング系列発生回路と、該トレーニング
系列発生回路のトレーニング系列と前記適応等化回路の
出力信号とを入力し、トレーニング中は前記トレーニン
グ系列を、トレーニング終了後は前記適応等化回路の出
力信号を出力するように切り替え制御を行う切り替え回
路と、該切り替え回路の出力信号と前記受信信号とから
伝送路のインパルス応答を推定する伝送路インパルス応
答推定回路と、該伝送路インパルス応答推定回路から出
力される伝送路インパルス応答をシンボル伝送間隔Tよ
りも長い時間T1の間隔でサンプルする間引き回路と、
核間引き回路より出力される伝送路インパルス応答と前
記適応等化回路内の前記トランスバーサルフィルタのタ
ッグ係数とで定まる正規方程式を前記時間T1以内に解
く正規方程式計算回路とを有し、 前記適応等化回路内の前記トランスバーサルフィルタの
タップ係数を前記正規方程式計算回路において求めたタ
ップ係数の解で前記時間T1ごとに更新設定することを
特徴とする。
(作用〉
本発明に係る第1の適応等化装置は、適応等化回路内の
トランスバーサルフィルタのタップ係数の更新設定を、
従来の適応等化装置のように適応等化回路内の判定器に
おける誤差信号εに基づいてではなく、正規方程式の直
接解法により求めたタップ係数の解に基づいて行うこと
を特徴とする。
トランスバーサルフィルタのタップ係数の更新設定を、
従来の適応等化装置のように適応等化回路内の判定器に
おける誤差信号εに基づいてではなく、正規方程式の直
接解法により求めたタップ係数の解に基づいて行うこと
を特徴とする。
また、正規方程式の直接解法の際、伝送路インパルス応
答の推定を介して行うところに特徴がある。
答の推定を介して行うところに特徴がある。
いま、受信信号r、を式(1)のように伝送路インパル
ス応答(hklと送信系列a、で表現すれば、正規方程
式(5)は式(15)のように変形できる。
ス応答(hklと送信系列a、で表現すれば、正規方程
式(5)は式(15)のように変形できる。
ここで、適応等化回路に用いる等花器として第6図のよ
うなりFEを仮定する。第6図のDFEと第7図のDF
Bとの本質的な違いは、判定器の有ここで、式(15)
に表れる行列A、H,Hoは、そわぞれ以下のように伝
送路インパルス応答(hk)ただし、 lJ Σ hll−1h[−J ・・・(17) [h +に・・・ h−t、コ 7 ・・・(18) よって、正規方程式(15)は伝送路インパルス応答と
適応等化回路のタップ係数のみで表現できる。
うなりFEを仮定する。第6図のDFEと第7図のDF
Bとの本質的な違いは、判定器の有ここで、式(15)
に表れる行列A、H,Hoは、そわぞれ以下のように伝
送路インパルス応答(hk)ただし、 lJ Σ hll−1h[−J ・・・(17) [h +に・・・ h−t、コ 7 ・・・(18) よって、正規方程式(15)は伝送路インパルス応答と
適応等化回路のタップ係数のみで表現できる。
したがって、インパルス応答推定回路により伝送路イン
パルス応答を推定できれば、正規方程式の直接解法によ
り適応等化回路のタップ係数を求めることができる。こ
れが本発明に係る第1の適応等化装置の原理である。
パルス応答を推定できれば、正規方程式の直接解法によ
り適応等化回路のタップ係数を求めることができる。こ
れが本発明に係る第1の適応等化装置の原理である。
インパルス応答(h、)は、受信信号r、と出力信号&
、とを用いて、次のような方法により求めることができ
る。
、とを用いて、次のような方法により求めることができ
る。
1)受信信号と適応等化回路の出力信号との相関から求
める方法 (送信系列(al)が独立かつ同一の確率分布のもと(
i、 i、d、 )に発生することを利用すると、E
[r、−A、];E [r+ −ammコニ、−、)
、 2)!応等化回路の出力信号を入力とするトランスバー
サルフィルタにより受信信号レプリカを作成し、受信信
号との誤差を求め、その誤差に基づきインパルス応答を
計算する方法、これら2つの方法は、伝送路インパルス
応答推定回路を具体的に実現する方法である。
める方法 (送信系列(al)が独立かつ同一の確率分布のもと(
i、 i、d、 )に発生することを利用すると、E
[r、−A、];E [r+ −ammコニ、−、)
、 2)!応等化回路の出力信号を入力とするトランスバー
サルフィルタにより受信信号レプリカを作成し、受信信
号との誤差を求め、その誤差に基づきインパルス応答を
計算する方法、これら2つの方法は、伝送路インパルス
応答推定回路を具体的に実現する方法である。
以上の方法では、伝送路上の雑音が大きく、判定出力の
誤りが少なくない場合、伝送路インパルス応答検定回路
の推定が正しく行われず、ひいては適応等化回路の初期
引き込みに時間がかかるという欠点がある。これは、あ
らかじめ定めた受信側も既知の固定パターンであるトレ
ーニング系列を送出j7、そのパターンを送出する間に
初期引き込みを行うようにすれば収束・が安定的に行わ
れて前記欠点が解決される0本発明に係る第2の適応等
化装置は、トレーニング系列発生回路を備えることによ
りこれを実現する。
誤りが少なくない場合、伝送路インパルス応答検定回路
の推定が正しく行われず、ひいては適応等化回路の初期
引き込みに時間がかかるという欠点がある。これは、あ
らかじめ定めた受信側も既知の固定パターンであるトレ
ーニング系列を送出j7、そのパターンを送出する間に
初期引き込みを行うようにすれば収束・が安定的に行わ
れて前記欠点が解決される0本発明に係る第2の適応等
化装置は、トレーニング系列発生回路を備えることによ
りこれを実現する。
また、正規方程式(15)の直接解決を行う場合、従来
の適応等化装置に比べ演算量が大幅に増大するという欠
点がある。そのため、高速伝送時には演算量の問題によ
り正規方程式計算がシンボル伝送間隔以内に終了しない
という問題が生じる0本発明に係る第3の適応等化装!
は、間引き回路を備えることにより伝送路インパルス応
答を時間的に間引き、正規方程式計算をシンボル間隔T
ではなく、それより長い時間間隔T1で行うことを特徴
とする装置である。これにより、正規方程式計算回路は
13時間以内に正規方程式の計算を終了すればよいこと
になる。したがって、シンボル伝送時間間隔T以内に計
算する場合に比べ、等価的に単位時間当りの演算量をT
/T 、に減少させることができる。
の適応等化装置に比べ演算量が大幅に増大するという欠
点がある。そのため、高速伝送時には演算量の問題によ
り正規方程式計算がシンボル伝送間隔以内に終了しない
という問題が生じる0本発明に係る第3の適応等化装!
は、間引き回路を備えることにより伝送路インパルス応
答を時間的に間引き、正規方程式計算をシンボル間隔T
ではなく、それより長い時間間隔T1で行うことを特徴
とする装置である。これにより、正規方程式計算回路は
13時間以内に正規方程式の計算を終了すればよいこと
になる。したがって、シンボル伝送時間間隔T以内に計
算する場合に比べ、等価的に単位時間当りの演算量をT
/T 、に減少させることができる。
(実施例)
第1図は、本発明に係る第1の適応等化装置の一実施例
を示すブロック図である。適応等化回路102は、第6
図に示す等花器でなる。入力端子101に入力する受信
信号は、適応等化回路102と伝送路インパルス応答推
定回路103に供給される。適応等化回路102は、L
MSアルゴリズムに代表されるようなあらかじめ定めら
れた適応等化アルゴリズムにしたがって受信信号の適応
等化を行う。適応等化回路102から出力される信号は
出力端子105に出力されるとともに、伝送路インパル
ス応答推定回路103の入力の1つとして供給される。
を示すブロック図である。適応等化回路102は、第6
図に示す等花器でなる。入力端子101に入力する受信
信号は、適応等化回路102と伝送路インパルス応答推
定回路103に供給される。適応等化回路102は、L
MSアルゴリズムに代表されるようなあらかじめ定めら
れた適応等化アルゴリズムにしたがって受信信号の適応
等化を行う。適応等化回路102から出力される信号は
出力端子105に出力されるとともに、伝送路インパル
ス応答推定回路103の入力の1つとして供給される。
伝送路インパルス応答#宇回路103は、受信信号と適
応等化回路102の出力信号とから伝送路インパルス応
答系列を推定する。正規方程式計算回路104は、この
推定された伝送路インパルス応答に基づき正規方程式(
15)を解き、適応等化回路102のタップ係数を計算
する。計算されたタップ係数の値は適応等化回路102
に逐次設定され、安定した適応等化が行われる。
応等化回路102の出力信号とから伝送路インパルス応
答系列を推定する。正規方程式計算回路104は、この
推定された伝送路インパルス応答に基づき正規方程式(
15)を解き、適応等化回路102のタップ係数を計算
する。計算されたタップ係数の値は適応等化回路102
に逐次設定され、安定した適応等化が行われる。
第2図は本発明に係る適応等化装置のその他の実施例を
示すブロック図である0本実施例は、第1図の伝送路イ
ンパルス応答推定回路103として相関回路203を用
いた構成となっている。受信信号は適応等化回路202
に供給されるとともに、遅延素子群206に入力される
。遅延素子群206により遅延させられた受信信号r、
と、適、応等化回路202の出力信号&、とめ相関を相
関品評207により計算し、伝送路インパルス応答系列
を推定する。その他の動作は第1図の実施例と同様であ
る。
示すブロック図である0本実施例は、第1図の伝送路イ
ンパルス応答推定回路103として相関回路203を用
いた構成となっている。受信信号は適応等化回路202
に供給されるとともに、遅延素子群206に入力される
。遅延素子群206により遅延させられた受信信号r、
と、適、応等化回路202の出力信号&、とめ相関を相
関品評207により計算し、伝送路インパルス応答系列
を推定する。その他の動作は第1図の実施例と同様であ
る。
第3図は本発明に係る第1の適応等化装置のさらにその
他の実施例を示すブロック図である。本実施例と第1図
の実施例との相違は、第1図の伝送路インパルス応答推
定UgJ路103をインパルス応答計算回路303、受
信信号レプリカ生成回路308、減算器307、遅延回
路306とによって構成される回路群で実現しているこ
とである。
他の実施例を示すブロック図である。本実施例と第1図
の実施例との相違は、第1図の伝送路インパルス応答推
定UgJ路103をインパルス応答計算回路303、受
信信号レプリカ生成回路308、減算器307、遅延回
路306とによって構成される回路群で実現しているこ
とである。
ここで、受信信号レプリカ生成回路308は、遅延素子
311、タップ係数乗算器310、加算器309によっ
て構成されるトランスバーサルフィルタである。これは
、適応等化回路302の出力信号と、インパルス応答計
算回路303で求められた伝送路インパルス応答推定値
系列とタップ係数乗算器群310で乗算し、乗算結果の
総和を加算器309により計算することで受信信号レプ
リカを求めている。また、遅延回路306は、受信信−
リレプリカ生成回路308の処理時間分だけ受信信号を
遅延させ、受信信号レプリカに時間的に対応する受信信
号を減算器307に供給している。
311、タップ係数乗算器310、加算器309によっ
て構成されるトランスバーサルフィルタである。これは
、適応等化回路302の出力信号と、インパルス応答計
算回路303で求められた伝送路インパルス応答推定値
系列とタップ係数乗算器群310で乗算し、乗算結果の
総和を加算器309により計算することで受信信号レプ
リカを求めている。また、遅延回路306は、受信信−
リレプリカ生成回路308の処理時間分だけ受信信号を
遅延させ、受信信号レプリカに時間的に対応する受信信
号を減算器307に供給している。
さらに、インパルス応答計算回路303は、減算器30
7で求めた受信信号と受信信号レプリカとの誤差から伝
送路インパルス応答推定値を逐次更新し、伝送路インパ
ルス応答を推定している。
7で求めた受信信号と受信信号レプリカとの誤差から伝
送路インパルス応答推定値を逐次更新し、伝送路インパ
ルス応答を推定している。
第4図は本発明に係る第2の適応等化装置の一実施例を
示すブロック図である。第1図の適応等化装置に、トレ
ーニング系列発生回路406と切り替え回路407とを
追加した構成となっている。
示すブロック図である。第1図の適応等化装置に、トレ
ーニング系列発生回路406と切り替え回路407とを
追加した構成となっている。
切り替え回路407は、あらかじめ定めた期間において
はトレーニング系列発生回路406から出力されるトレ
ーニング系列を、それ以外のときは適応等化回路402
の出力信号を伝送路インパルス応答推定回路403に供
給するように動作する。
はトレーニング系列発生回路406から出力されるトレ
ーニング系列を、それ以外のときは適応等化回路402
の出力信号を伝送路インパルス応答推定回路403に供
給するように動作する。
トレーニング系列を使用することで伝送路インパルス応
答推定回路403の正確な推定を保証し、伝送路インパ
ルス応答推定回路403自身と適応等化回路402の高
速初期引き込みを可能とじている。
答推定回路403の正確な推定を保証し、伝送路インパ
ルス応答推定回路403自身と適応等化回路402の高
速初期引き込みを可能とじている。
第5図は本発明に係る第3の適応等化装置の一実施例を
示すブロック図である。第4図の適応等化装置に、間引
き回路508を正規方程式計算回路504の直前に挿入
した構成となっている0間引き回路508は、伝送路イ
ンパルス応答推定回路503から出力される伝送路イン
パルス応答推定値のうち、シンボル伝送間隔Tよりも長
い時間間隔T1ごとの値だけが正規方程式計算回路50
4に供給されるように動作する。したがって、正規方程
式計算回路504は前記時間T1以内に正規方程式計算
を終了すれはよい、適応等化回路502のトランスバー
サルフィルタのタップ係数は、正規方程式計算回路50
4において求めたタップ係数の解で前記時間T1ごとに
更新設定される。 息子の実施例では、第1図から第5
図に用いる適応等化回路として、第6図に示すような判
定@連形等化器を用いたが、これに代えて第6図のFE
602のみとするような線形等止器を用いてもよい。
示すブロック図である。第4図の適応等化装置に、間引
き回路508を正規方程式計算回路504の直前に挿入
した構成となっている0間引き回路508は、伝送路イ
ンパルス応答推定回路503から出力される伝送路イン
パルス応答推定値のうち、シンボル伝送間隔Tよりも長
い時間間隔T1ごとの値だけが正規方程式計算回路50
4に供給されるように動作する。したがって、正規方程
式計算回路504は前記時間T1以内に正規方程式計算
を終了すれはよい、適応等化回路502のトランスバー
サルフィルタのタップ係数は、正規方程式計算回路50
4において求めたタップ係数の解で前記時間T1ごとに
更新設定される。 息子の実施例では、第1図から第5
図に用いる適応等化回路として、第6図に示すような判
定@連形等化器を用いたが、これに代えて第6図のFE
602のみとするような線形等止器を用いてもよい。
(発明の効果)
以上に述べたように、本発明は、符号間干渉のある伝送
路を介して受信する信号を適応等化する適応等化装置に
おいて、伝送路の符号間干渉の状態によらず、常に一定
の時間で適応等化装置内のトランスバーサルフィルタの
タップ係数を正確に更新設定する適応等化装置を提供す
ることができる。したがって、本発明は、伝送路変動の
緩やかな地上ディジタルマイクロ波通信において特に有
効である。また、間引き回路を有する構成により、高速
伝送時においても正規方程式直接解法を可能とする適応
等化方式および装置を提供することができるう
路を介して受信する信号を適応等化する適応等化装置に
おいて、伝送路の符号間干渉の状態によらず、常に一定
の時間で適応等化装置内のトランスバーサルフィルタの
タップ係数を正確に更新設定する適応等化装置を提供す
ることができる。したがって、本発明は、伝送路変動の
緩やかな地上ディジタルマイクロ波通信において特に有
効である。また、間引き回路を有する構成により、高速
伝送時においても正規方程式直接解法を可能とする適応
等化方式および装置を提供することができるう
第1図は本発明に係る第1の適応等化装置の一実施例を
示すブロック図、第2図は本発明に係る第1の適応等化
装置のその他の実施例を示すブロック図、第3図は本発
明に係る第1の適応等化装置のさらにその他の実施例を
示すブロック図、第4図は本発明に係る第2の適応等化
装置の一実施例を示すブロック図、第5図は本発明に係
る第3の適応等化装置の一実施例を示すブロック図、第
6図はトランスバーサルフィルタでなる等化器を示すブ
ロック図、第7図は従来の適応等化装置を示すブロック
図である。 101.201,301,401,501601.70
1・・・入力端子、102,202302.402,5
02・・・適応等化回路、103゜403.503・・
・伝送路インパルス応答推定回路、104.204,3
04,404,504・・・正規方程式計算回路、10
5,205,305゜405.505,605.708
・・・出力端子、203・・・相関回路、207・・・
相関器、206゜311.606,609,709,7
12・・・遅延素子、303・・・インパルス応答計算
回路、306・・・遅延回路、307,603,703
,706・・・減算器、309,608,611,71
1゜714・・・加算器、308・・・受信信号レプリ
カ生成回路、310,607,610,710,713
・・・タップ係数乗算器、406,506・・・トレー
ニング系列発生回路、407,507・・・切り替え回
路、508・・・間引き回路、602,702・・・前
方等化器(PEi 604,704・・・後方等化器(
BE)、705・・・判定器、707・・・タップ係数
計算回路。
示すブロック図、第2図は本発明に係る第1の適応等化
装置のその他の実施例を示すブロック図、第3図は本発
明に係る第1の適応等化装置のさらにその他の実施例を
示すブロック図、第4図は本発明に係る第2の適応等化
装置の一実施例を示すブロック図、第5図は本発明に係
る第3の適応等化装置の一実施例を示すブロック図、第
6図はトランスバーサルフィルタでなる等化器を示すブ
ロック図、第7図は従来の適応等化装置を示すブロック
図である。 101.201,301,401,501601.70
1・・・入力端子、102,202302.402,5
02・・・適応等化回路、103゜403.503・・
・伝送路インパルス応答推定回路、104.204,3
04,404,504・・・正規方程式計算回路、10
5,205,305゜405.505,605.708
・・・出力端子、203・・・相関回路、207・・・
相関器、206゜311.606,609,709,7
12・・・遅延素子、303・・・インパルス応答計算
回路、306・・・遅延回路、307,603,703
,706・・・減算器、309,608,611,71
1゜714・・・加算器、308・・・受信信号レプリ
カ生成回路、310,607,610,710,713
・・・タップ係数乗算器、406,506・・・トレー
ニング系列発生回路、407,507・・・切り替え回
路、508・・・間引き回路、602,702・・・前
方等化器(PEi 604,704・・・後方等化器(
BE)、705・・・判定器、707・・・タップ係数
計算回路。
Claims (3)
- (1)符号間干渉のある伝送路を介して受信する信号を
適応等化する適応等化装置において、トランスバーサル
フィルタでなり前記受信信号を入力する適応等化回路と
、該適応等化回路の出力信号と前記受信信号とから前記
伝送路のインパルス応答を推定する伝送路インパルス応
答推定回路と、該伝送路インパルス応答推定回路により
推定された伝送路インパルス応答と前記適応等化回路内
の前記トランスバーサルフィルタのタップ係数とで定ま
る正規方程式を解く正規方程式計算回路とを有し、 前記適応等化回路内の前記トランスバーサルフィルタの
タップ係数を前記正規方程式計算回路において求めたタ
ップ係数の解で更新設定することを特徴とする適応等化
装置。 - (2)符号間干渉のある伝送路を介して受信する信号を
適応等化する適応等化装置において、トランスバーサル
フィルタでなり前記受信信号を入力する適応等化回路と
、予め定められたトレーニング系列を出力するトレーニ
ング系列発生回路と、該トレーニング系列発生回路のト
レーニング系列と前記適応等化回路の出力信号とを入力
し、トレーニング中は前記トレーニング系列を、トレー
ニング終了後は前記適応等化回路の出力信号を出力する
ように切り替え制御を行う切り替え回路と、該切り替え
回路の出力信号と前記受信信号とから伝送路のインパル
ス応答を推定する伝送路インパルス応答推定回路と、該
伝送路インパルス応答推定回路により推定された伝送路
インパルス応答と前記適応等化回路内の前記トランスバ
ーサルフィルタのタップ係数とで定まる正規方程式を解
く正規方程式計算回路とを有し、 前記適応等化回路内の前記トランスバーサルフィルタの
タップ係数を前記正規方程式計算回路において求めたタ
ップ係数の解で更新設定することを特徴とする適応等化
装置。 - (3)符号間干渉のある伝送路を介して受信する信号を
適応等化する適応等化装置において、トランスバーサル
フィルタでなり前記受信信号を入力する適応等化回路と
、予め定められたトレーニング系列を出力するトレーニ
ング系列発生回路と、該トレーニング系列発生回路のト
レーニング系列と前記適応等化回路の出力信号とを入力
し、トレーニング中は前記トレーニング系列を、トレー
ニング終了後は前記適応等化回路の出力信号を出力する
ように切り替え制御を行う切り替え回路と、該切り替え
回路の出力信号と前記受信信号とから伝送路のインパル
ス応答を推定する伝送路インパルス応答推定回路と、該
伝送路インパルス応答推定回路から出力される伝送路イ
ンパルス応答をシンボル伝送間隔Tよりも長い時間T_
1の間隔でサンプルする間引き回路と、該間引き回路よ
り出力される伝送路インパルス応答と前記適応等化回路
内の前記トランスバーサルフィルタのタップ係数とで定
まる正規方程式を前記時間T_1以内に解く正規方程式
計算回路とを有し、 前記適応等化回路内の前記トランスバーサルフィルタの
タップ係数を前記正規方程式計算回路において求めたタ
ップ係数の解で前記時間T_1ごとに更新設定すること
を特徴とする適応等化装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2188320A JP2551210B2 (ja) | 1990-07-17 | 1990-07-17 | 適応等化装置 |
CA002047164A CA2047164C (en) | 1990-07-17 | 1991-07-16 | Adaptive equalizer with channel impulse response estimation |
US07/731,480 US5228058A (en) | 1990-07-17 | 1991-07-17 | Adaptive equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2188320A JP2551210B2 (ja) | 1990-07-17 | 1990-07-17 | 適応等化装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0477107A true JPH0477107A (ja) | 1992-03-11 |
JP2551210B2 JP2551210B2 (ja) | 1996-11-06 |
Family
ID=16221544
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2188320A Expired - Lifetime JP2551210B2 (ja) | 1990-07-17 | 1990-07-17 | 適応等化装置 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5228058A (ja) |
JP (1) | JP2551210B2 (ja) |
CA (1) | CA2047164C (ja) |
Families Citing this family (21)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06188788A (ja) * | 1992-12-15 | 1994-07-08 | Canon Inc | 適応形自動等化器 |
JP2571008B2 (ja) * | 1993-12-24 | 1997-01-16 | 日本電気株式会社 | 適応型最尤系列推定器 |
GB2287620B (en) * | 1994-03-10 | 1998-12-16 | Roke Manor Research | A digital cellular mobile radio receiver |
KR970008417B1 (ko) * | 1994-04-12 | 1997-05-23 | 엘지전자 주식회사 | 에이치디티브이(hdtv)용 채널등화기 |
JPH0879135A (ja) * | 1994-09-06 | 1996-03-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル信号誤り低減装置 |
JP2697648B2 (ja) * | 1994-12-26 | 1998-01-14 | 日本電気株式会社 | 判定帰還形等化器 |
US5694424A (en) * | 1996-03-15 | 1997-12-02 | Ariyavisitakul; Sirikiat | Pre-cancelling postcursors in decision feedback equalization |
ES2251004T3 (es) * | 1996-04-04 | 2006-04-16 | Siemens Aktiengesellschaft | Procedimiento para parametrizacion de un equipo de receptor, asi como el correspondiente equipo receptor y estacion de radio. |
CA2206661C (en) * | 1997-05-29 | 2004-07-20 | Telecommunications Research Laboratories | A duplex decision feedback equalization system |
US6185251B1 (en) * | 1998-03-27 | 2001-02-06 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Equalizer for use in multi-carrier modulation systems |
JP3560138B2 (ja) * | 1999-12-06 | 2004-09-02 | 松下電器産業株式会社 | 波形等化器とこれを用いた移動局無線装置、基地局無線装置及び移動通信システム |
US6807227B2 (en) * | 2000-10-26 | 2004-10-19 | Rockwell Scientific Licensing, Llc | Method of reconfiguration of radio parameters for power-aware and adaptive communications |
US7058147B2 (en) * | 2001-02-28 | 2006-06-06 | At&T Corp. | Efficient reduced complexity windowed optimal time domain equalizer for discrete multitone-based DSL modems |
US7027499B2 (en) * | 2001-06-20 | 2006-04-11 | Agere Systems Inc. | Detection and correction circuit for blind equalization convergence errors |
US7099409B2 (en) * | 2002-02-13 | 2006-08-29 | Broadcom Corporation | Channel estimation and/or equalization using repeated adaptation |
GB2395623B (en) * | 2002-11-19 | 2006-02-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Reduced complexity dynamic tap search channel estimator |
US7545862B2 (en) * | 2004-02-16 | 2009-06-09 | Sony Corporation | Adaptive equalizer, decoding device, and error detecting device |
US8223827B2 (en) * | 2004-05-05 | 2012-07-17 | Agere Systems Inc. | Method and apparatus for generating filter tap weights and biases for signal dependent branch metric computation |
US7852912B2 (en) * | 2005-03-25 | 2010-12-14 | Agilent Technologies, Inc. | Direct determination equalizer system |
EP2706712B1 (en) | 2012-09-10 | 2017-06-07 | Technische Universität Darmstadt | Method and system for improving data transfer integrity |
US9077534B2 (en) | 2013-06-20 | 2015-07-07 | Crossfield Technology, Llc | Communications circuit including a linear quadratic estimator |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3875515A (en) * | 1973-06-19 | 1975-04-01 | Rixon | Automatic equalizer with decision directed feedback |
NL8701333A (nl) * | 1987-06-09 | 1989-01-02 | Philips Nv | Inrichting voor het bestrijden van intersymboolinterferentie en ruis. |
US5020078A (en) * | 1989-08-11 | 1991-05-28 | Bell Communications Research, Inc. | Baudrate timing recovery technique |
-
1990
- 1990-07-17 JP JP2188320A patent/JP2551210B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-07-16 CA CA002047164A patent/CA2047164C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-07-17 US US07/731,480 patent/US5228058A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5228058A (en) | 1993-07-13 |
CA2047164A1 (en) | 1992-01-18 |
JP2551210B2 (ja) | 1996-11-06 |
CA2047164C (en) | 1997-01-07 |
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