JPH04503435A - 改良型可変損失素子 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 改良型可変損失素子 産業上の利用分野 本出願は、１９８８年２月２３日に出願され、既に放棄された出願番号節１５９ ，７７２号の一部継続出願である。

本発明は、音声信号処理の分野に関し、特に、音声コンプレッサー（圧縮器）に 適した改良型可変利得回路に関するものである。

発明の背景 よく知られているように、音声コンプレッサーは、音声信号のダイナミックレン ジを修正するために使用されている。音声コンプレッサーは、２つの部分を有し ていると考えられてよい。これらの２つの部分は電子制御の可変損失素子（即ち 、利得調整装置）、及び装置の利得を入力（又は出力）信号の所定関数にしたが って制御する制御信号を発生するために、関連回路を含む制御システムである。

可変損失素子はまた他の装置においても有用である。例えば、可変損失素子は、 修正をわずかに加えることにより、プリアンプ又はフィルタのような固定利得装 置として使用することもできる。

音声コンプレッサーは２つの種類に区分される。もし制御信号がコンプレッサー の入力信号から導かれるならば、そのコンプレッサーはフィードフォワード型と 言う。もし制御信号がコンプレッサーの出力から導かれるならば、そのコンプレ ッサーはフィードバック型と言う。フィードフォワード構成の場合、利得制御電 気回路のダイナミックレンジは入力信号のそれに等しくなることが必要である。

この構成の利点は、回路の動作が本質的に安定であることである。フィードバッ ク構成では、利得制御信号が既に圧縮されている出力信号をサンプルするので、 より広範囲の信号を正確に処理することができる。しかしながら、フィードバッ クコンプレッサーに関しては、不安定性がしばしば問題となる。上記のケースの いずれにおいても、抽出された制御電圧が可変損失回路の損失又は利得を制御す るために使用される。

今日における電子機器の小型化の傾向のため、音声装置の多くは、単一の電池で 作動するように設計されている。

音声信号処理の分野では、非常に低い電圧で動作するコンプレッサー、エクスパ ンダー、増幅器、及びフィルターに対する要求が高い。これらの装置に対して低 電圧を供給するような適用回路は限りなく存在する。しかしながら、コンプレッ サーとエクスバンダーにおける機能の複雑さのために、１ボルト程度の低い電源 電圧で且つ高信頼性をもって動作を行なう回路を製造することは形態的に不可能 であり、且つ、連続的に圧縮比を可変することも不可能であった。本発明の可変 損失素子を使用する低電圧コンプレッサー回路として、本発明の発明者により発 明され、本出願の原出願と同日に出願されたアメリカ合衆国特許出願患１５９． ９４９の例をあげることができる。

低電圧における動作により、コンプレッサー又はエクスパンダーは単一電池で動 作可能になる。しかしながら、単一電池による作動では、対象電気回路に給電さ れる合計電力量に厳しい限界がある。それゆえ、電気回路の電流消費量が最少と なるように低電圧電気回路を設計することも望まれている。

発明の要旨 簡単に述べると、本発明は、反転及び非反転入力トランジスタを有する第１及び 第２の差動セル（即ち、増幅器）を含む改良型可変利得回路を企図しており、そ の差動セルは、電流ミラー負荷及びエミッタ結合型トランジスタ対を含み、更に 可変利得回路の入力は、上記第一の差動増幅器の反転入力トランジスタのコレク タを有している。上記第１の差動増幅器の非反転入力トランジスタのベースは、 第２の差動増幅器の反転入力トランジスタのベースに接続されており、第１の差 動増幅器の反転入力トランジスタのベースは、第２の差動増幅器の非反転入力ト ランジスタのベースに接続されている。トランジスタバイアス及びフィードバッ クは演算増幅器によって与えられ、演算増幅器は入力差動ベアに接続した入力、 並びに、上記第１の差動増幅器の非反転入力トランジスタのベース及び第２の差 動ベアの反転入力トランジスタのベースの共通接続点に接続した出力を有してい る。更に、本発明は上記第１及び第２の差動セルの共通エミッタに接続した第１ 及び第２の電流シンク手段を含んでおり、それぞれ上記電流シンク手段に流れる 電流比によって可変利得回路の利得が制御される。

従って、本発明の目的は、低電圧電池によって動作可能な可変利得回路を提供す ることである。

本発明の他の目的は、電流消費量が最少となる可変利得回路を提供することであ る。

本発明の他の目的は、音声信号を伸長又は圧縮するのに使用できる可変利得回路 を提供することである。

本発明の他の目的は、集積回路の形で容易に製造できる連続的に可変可能な利得 回路を提供することである。

更に、本発明の他の目的は、最大信号処理能力が最大入力信号に対して用意され ている連続的に可変できる利得回路を提供することである。

図面の簡単な説明 本発明の目的は下記説明と添付図面によって十分に理解される。

第１図は、電話システムに適した従来のコンプレッサーの概略図である。

第２図は、本発明の可変利得回路の概略図である。

第３図は、利得制御可能な構成を有する第２図の回路の詳細な概略図である。

発明の詳細な説明 可変利得回路はコンプレッサー（圧縮器）又はエクスパンダ−（伸長器）の１つ の構成要素であり、回路の利得は、入力および出力信号における所望の関係に基 づいて、制御回路を制御することによって変化する。本発明の場合、可変利得回 路即ち可変損失素子は、伝達関数が線形である電流乗算器である。従来技術の可 変損失素子の１例が第１図に示されている。この装置はフィードバック型のシグ ネティクスＮＥ５７２である。回路１００では、人力信号は、抵抗〕０４を介し て差動増幅器１０２に入力される。差動増幅器１０２は、エミッタを共通に接続 されたトランジスタ１０６と１０８を含んでいる。トランジスタ１０６のベース とコレクタは共に接続している。更に、トランジスタ１０６のベース／コレクタ 接続点は、演算増幅器１１０の入力点に接続されている。

回路１００の出力ステージは、トランジスタ１１４と１１６により形成された差 動ベア１１２によって構成されている。トランジスタ１０８とトランジスタ１１ ４のベース端子は共通に接続されている。更に、この共通接続点は、演算増幅器 ］１０の出力点に接続されている。ｉｉｉ流源１１８と１２０は、差動ベア１０ ２と１１２の共通エミッタと基準端子１２２の間に接続されている。電流源１２ ４と１２６は、それぞれトランジスタ１１４と１１６のコレクタに接続されてい る。電流源１２４は可変電流源であり、その出力電流は電流源１２６の出力に依 存している。電流源１２８は、トランジスタ１０６のコレクタ／ベース接続点に 接続されている。

この形式の可変利得回路においては、コンプレッサーが、可変損失素子を演算増 幅器のフィードバックループの中に配置することにより構成されているので、不 安定になる傾向がある。この装置の電流利得は、差動ベア１０２中の定電流■２ に対して差動ベア１１２の出力電流ｘｇを変化させることにより制御される。そ の電流は、２つのエミッタ結合型ベア１０２と１１２間のベース−エミッタ電圧 を等しく維持するための（マイナスのフィードバックを有する）演算増幅器１１ ０の入力点と、トランジスタ１０６により形成された入力ダイオードとの間の仮 想接地に依存している。入力端子１３０に現われる信号が増加すると、入力端子 における電流は演算増幅器１１０の入力点において電流源１２８からの電流と加 算される。この時、演算増幅器１１０は入力電流に応じて低下するような出力電 圧を生成する。この低下した電圧により、トランジスタ１１４のベース電圧も低 下する。これにより、順番に、電流源１２４と１２６は、出力端子１３２に比較 的低電流を生じさせる。

同様にして、端子１３０の端子入力電流が減少すると、電流源１２４と１２６は 出力端子１３２に比較的高い電流を生じさせる。それゆえ、電流１００の電流消 費量は、入力電流の関数として変化する。

回路１００の電流利得をＯｄＢから２０ｄＢに変化させるためには、利得制御信 号（Ｉｇ）を２０ｄＢ変化させることが必要である。結果として、回路１００の 電力損失が利得制御信号Ｉｇの関数として増加する。加えて、この回路は適正な 動作を行なうために比較的高電圧（例えば５ボルト）を必要とする。

本発明は、入出力差動セルの電流を独立又は逆方向に変化させることにより回路 １００に改良を加えている。入出力差動ベア間の静止電流を再配分して電流利得 を２０ｄＢ増加させ、出力セルを通過する電流が入力セルを通過する電流より２ ０ｄＢだけ大きくなるようにする。結果として、電力損失を、セル電流制御信号 により設定された利得と無関係にすることができる。

第２図を参照すると、本発明は差動ベア２０２と２０４をそれぞれ有する差動セ ル２０３と２０５を含んでいることがわかる。差動ベア２０２はトランジスタ２ ０６と２０８により形成されており、差動ベア２０４はトランジスタ２１０と２ １２により形成されている。更に、差動ベア２０２と２０４の各々は、それぞれ 電流ミラー負荷２１４と２１６に接続されている。電流ミラー負荷２１４は、ベ ースを共通に接続されたトランジスタ２１８と２２０により形成されている。電 流ミラー負荷２１６は、ベースを共通に接続されたトランジスタ２２２と２２４ により形成されている。トランジスタ２２０と２２４は各々ベースとコレクタを 共通に接続した状態で配置されており、このため、トランジスタ２２０と２２４ はダイオードとして機能する。

以後、これらトランジスタ２２０及び２２４を電流ミラー基準トランジスタと呼 ぶ。トランジスタ２２０と２２４のコレクタから流出する電流は、電流ミラー負 荷のベース／エミッタ電圧を与え、その装置の相対的なサイズによって制御され るトランジスタ２１８と２１２のコレクタにミラー電流を生じさせる。言い換え ると、もし、例えばトランジスタ２２０と２１８が同一サイズであるならば、ト ランジスタ２２０にどんな電流が流れても、トランジスタ２１８には実質的に１ 対１の関係で電流が流れる。

本発明では、差動セル２０３と２０５はベア構成で結合されている。特に、トラ ンジスタ２０８と２１０のベースは共通に接続されており、トランジスタ２０６ と２１２のベースも共通に接続されている。別の言い方をすると、差動セル２０ ３の反転入力端子は、差動セル２０５の非反転入力端子に接続されており、逆も また同様である。演算増幅器２２６の反転入力端子は、トランジスタ２０６と２ １８の共通コレクタ接続点に接続されており、且つ、非反転入力端子はトランジ スタ２０６と２１２の共通ベース接続点に接続されている。更に、トランジスタ ２０６と２１２の共通ベース接続点は、基準電位２３０を与える電位源に接続さ れている。演算増幅器２２６の出力端子は、トランジスタ２０８と２１０の共通 ベース接続点に接続されている。本発明の別の態様では、出力差動セルトランジ スタのベース入力端子は、入力から出力に位相反転を行なうため入れ換えること ができる。

本発明の興味ある態様は、入力端子２２８の入力電流が並列にトランジスタ２０ ６と２１８のコレクタに与えられることにある。したがって、正極性の入力電流 が直接トランジスタ２０６のコレクタ電流に加算される（その逆も同様である） 。差動セル２０３と２０５のベア接続によ７て、トランジスタ２０６．２１２、 及び２０８．２１０には等しいベース／エミッタ電圧が与えられる。結果として 、差動ベア２０４のコレクタ電流比は差動ベア２０２のコレクタ電流比に等しく なる。

負帰還が演算増幅器２２６によってかけられ、この負帰還は、トランジスタ２０ ８と２１０に対する適正なベースバイアス電流と同様に、入力電流に対して低イ ンピーダンス節点を与えるトランジスタ２０６と２０８によって確定する。静状 態（１１，−０）では、差動ベア２０２と２０４は、（小ベース電流を無視する と”）ＩＣＩ−ＩＣ２とＩＣ４−ＩＣ５で平衡状態にある。入力電流が増加する につれて、増加した電流ＩＣＩが、トランジスタ２０６のコレクタに流入しトラ ンジスタ２０６のベース／エミッタ電圧が増加する一方、ＩＣ２及びトランジス タ２０８のベース／エミッタ電圧が減少する。同様に、ＩＣ５及びトランジスタ ２１０のベース／エミッタ電圧が減少すると、ＩＣ４及ヒトランジスタ２１２の ベース／エミッタ電圧が増加する。

こうして、出力電流が生成される。

本発明の他の態様をみると、入力信号をトランジスタ２０８及び２２０のコレク タに入力することができる。この場合、負帰還を維持するため、演算増幅器２２ ６の非反転入力端子は、トランジスタ２０８と２２０の共通コレクタ接続点に接 続されており、また、反転入力端子はトランジスタ２０６と２１２の共通ベース 接続点に接続されている。

出力電流に対する入力電流の比、即ち電流利得は、差動セル２０２及び２０４に おける共通エミッタ接続点からそれぞれ流れ出る全電流の比によって決定される 。言い方を換えると、可変損失素子２００の電流利得は、差動ベア２０２と２０ ４の各共通エミッタの接続点に接続されたトランジスタ２３２と２３４における 静コレクタ電流Ｉａとｌｂの比によって決定される。

トランジスタ２３２と２３４の静コレクタ電流は、各ベース電圧によって制御さ れる。入出力セルのトランジスタが同じ大きさであり、且つ、ＩａがＩｂに等し いならば、回路２００の利得は１である。もしＩａがＩｂより小ならば、その利 得は１より大であり、逆もまた同様である。トランジスタ２３２と２３４の各ベ ース電圧は、電圧源２３６と２３８によって制御される。ある例では、電圧源２ ３８は、一定の基準電圧が与えられてよい。電圧源２３６は、制御電圧（Ｖゎ。

□）を発生する可変電圧源である。それゆえ、トランジスタ２３２と２３４の相 対的ベース電圧及び各電流Ｉａとｒｂは、Ｖ　ｅ　ａ　ａ　＋により制御できる 。この制御電圧は、回路２００の入力信号を受けて動作する整流器／フィルタの 組合わせ（図示されていない）から生成される。

制御電圧は整流器の出力極性を選択するだけで、正又は負の値にすることができ る。このようにして、圧縮と伸長の両機能を与えることができる。もし、Ｖｅｏ 、、ｌが正であるならば、回路２００はコンプレッサーとして機能する。もし、 Ｖ　ｃｏａｔが負であるならば、回路２００はエクスバンダーとして機能する。

こうして、この回路２００は単に整流器の極性を換えるだけで圧縮と伸長の両方 を与える。勿論、可変損失素子２００は、Ｖ６゜、、を定レベルに維持すること により、固定利得装置としても動作させることができる。

コノ可変損失素子２００は、−１２０ｍＶから＋１２０ｍＶの範囲にある小さな 線形ｄａ低電圧制御することにより、８０ｄＢの範囲にも及ぶ広範囲の電流利得 を得ることができる。

このため、回路２００の感度は、０．３３４ｄＢ／ｍＶの範囲となる。

この感度は、電流シンクトランジスタ２３２と２３４のベース／エミッタ電圧を 制御する制御電圧を使用し、これにより、アクティブ領域にあるトランジスタの コレクタ電流とベース−エミッタ電圧間の指数関係を利用することにより達成さ れる。

回路１００（図１）では、可変損失素子は２つの差動増幅器間のベース／エミッ タ電圧を等しく維持するため、負帰還を行なう演算増幅器１１０の入力端子間の 仮想接地に依存しており、その入力はダイオードに与えられる。対照的に、本発 明は、直接接続によりベース／エミッタ電圧を等しく維持すると共に、適正なベ ース電流バイアスを生成するために、演算増幅器２２６における帰還を利用する 。

回路２００の入力信号は、出力電流ミラー負荷と等しい電流ミラー負荷に入力さ れ、且つ、差動セル２０３と２０５とがベア接続されているため、電流消費量は 、入力信号レベルに拘わらず一定に維持できる。

本発明の他の態様では、入力信号の振幅が大きくなるにつれて、利得の減少が生 じる。上記のように、回路２００は出力ステージより入力ステージにより多くの 電流を振り分けることによって利得の減少を達成する。この動作及び入力電流ミ ラー負荷の動作により、最大電流が得られる点にあるセルに入力信号が入力され るので、可変損失素子は最大入力信号（最小利得）に対して最大の信号処理能力 を示す。本発明は、小規模集積回路で使用される小トランジスタを用いても極限 の電圧で十分に動作できる可変損失素子構造を有している。この低電圧動作の結 果として、この回路は補聴器、及び他の低電圧用途に非常に適している。

いくつかの状況のもとでは、本発明の可変損失素子は、図２に示されるような演 算増幅器の代わりに、他の適正な増幅手段を組み込んでもよい。図２Ａは代わり の一実施例を説明しており、単一のＮＰＮトランジスタ２２６Ａが図２の演算増 幅器２２６の代わりに増幅手段として使用される。トランジスタ２２６Ａのエミ ッタは接地されており、トランジスタのベースが入力端子として役立ち、このベ ースに端子２２８が接続されている。トランジスタ２２６Ａのコレクタは、差動 ベアトランジスタ２０８と２１０のベース接合点に接続されている。トランジス タ２２６Ａの利得の制御により可変損失素子の利得が決定され、図２の演算増幅 器に関して説明し７たと同じ方法で、この制御が行なわれることは当業者には明 らかである。同一方法で使用される装置を増幅する他の構成は、当業者に明らか である。

図３を参照すると、改良した低電圧性能を特徴とする図２の回路の更に詳細な概 略図が示されている。図３に示された実施例では、可変損失素子は調整可能な利 得回路として構成されている。明確に述べるため、図２の要素と同一の機能を有 する要素には、同一の参照符号が付される。上記のように、回路３００は、電流 ミラー負荷２１４と２１６にそれぞれ接続された差動増幅器２０２と２０４を含 んでいる。差動セル２０３と２０５のベア接続は、図２に関連して説明された接 続と同一である。演算増幅器２２６は、トランジスタ２１８と２０６の共通コレ クタ接続点に接続された反転入力端子を有し、且つ、その非反転入力端子は、ト ランジスタ２０６と２１２の共通ベース接続点、及び基準電位２３０の源に接続 されている。

演算増幅器２２６は、トランジスタ３０６と３０８とを有する差動ベア３０２に よって形成されている。これらのトランジスタは、ベースを共通に接続されたト ランジスタ３１８と３２０により形成された電流ミラー負荷３１４に接続されて いる。トランジスタ３２０のベースとコレクタは共通に接続されており、これに よ７て、トランジスタ３２０は電流ミラー負荷３１４のダイオード部分、即ち基 準トランジスタを形成している。ＰＮＰ）ランジスタ３２２は演算増幅器２２６ の出力ステージを形成している。ＰＮＰトランジスタ３２２のベースは、トラン ジスタ３０６と３１８の共通コレクタ接続点に接続されている。ＰＮＰ　トラン ジスタ３２２のエミッタは、電源入力端子２２５に接続されており、そのコレク タは、トランジスタ２０８と２１０の共通ベース接続点に接続されている。演算 増幅器２２６の構成は、よく知られており、その動作は当業者にはよく知られて いる。回路３００における機能は、第２図に関連して説明された演算増幅器２２ ６の機能と同一である。

演算増幅器に対する基準電流は、基準電流発生器３４０によって供給され、その 発生器は電流ミラー型に接続されＮＰＮ　トランジスタ３４２ど３４４を含む。

このトランジスタの各々は、接地端子２３５に接続されたエミッタを有している 。トランジスタ３４４のコレクタは、トランジスタ３０６と３０８のエミッタ接 続点に接続されており、これにより、差動ベア３０２に対する電流シンクを形成 している。基準電流発生器の電流シンク能力は、抵抗３３４と、コレクタとベー スとを共通に接続されたトランジスタ３４２とにより制御される。トランジスタ ３４２は接地に固定されているので、一定の電圧降下が抵抗３３４間に生じ、こ の抵抗３３４はトランジスタ３４２に一定の電流を流す。

トランジスタ３４２はトランジスタ３４４とミラー回路を構成している。こうし て、演算増幅器２２６の電流消費量が定まる。

上記のように、回路３００の利得は、それぞれトランジスタ２３２と２３４のコ レクタに流れ込む電流ＩａとＩｂの比によって定まる。この電流は多数の方法で 制御できる。

一実施例では、トランジスタ２３２と２３４のベースは、基準電流発生器３４０ の共通ベース接続点に接続されてもよく、また、トランジスタ２３２と２３４に 流れる相対的電流は、各装置の相対的な面積を制御することによって設定できる 。ここに示された実施例では、トランジスタ２３２と２３４は、それぞれトラン ジスタ３５０と３５４と共に電流ミラー型に接続されている。トランジスタ３５ ０と３５４は、接地端子２３５に接続されたエミッタを有し、各トランジスタの コレクタとベースは共通に接続されている。この共通接続点は更にそれぞれトラ ンジスタ２３２と２３４のベースに接続されている。可変抵抗３５２と３５６は 、電源入力端子３３６及びトランジスタ３５０と３５４の各共通ベース／コレク タ接続点の間に接続されている。

このため、可変抵抗３５２と３５６の設定比を定めることにより、回路３００の 利得を制御できる。上記のように、トランジスタ２３２と２３４に対するバイア ス電圧は、圧縮と伸長機能を与えるために、制御電圧発生器によって発生させて もよい。

本発明の低電圧動作態様は、図３により理解できる。回路３００は、１．１ボル ト又はそれ以下の電圧でも動作可能である。この低電圧による動作の結果として 、例えば、補聴器又はポータプルラジオ等の用途に大変適している。回路３００ に対する最小動作電圧は、その回路の全トランジスタを適正な動作領域に維持す るため必要とする直列電圧降下の合計によって決定される。図３は、回路３００ が３つの臨界直列電圧降下を有していることを示している。その一つは、トラン ジスタ２２０のベース／エミッタ電圧であり、また、他の一つはトランジスタ２ ０８のコレクタ／エミッタ電圧であり、更に、もう一つはトランジスタ２３２の コレクタ／エミッタ電圧である。低バイアス電流においては、耳穴式補聴器に役 立つ集積回路の寸法を小さくした小トランジスタは、Ｏ，１ｌｉ５ボルトの範囲 のベース／エミッタ電圧、及び０．１５ボルトの範囲のコレクタ／エミッタ電圧 を有している。それゆえ、この小さな寸法のものでも、回路３００は０，９５ボ ルトの低電圧で動作できる。

要約すると、低電圧可変利得回路について説明されている。本発明は、ベア構成 で結合した２つのステージ差動増幅器構造を含んでいる。その回路の帰還とバイ アスレベルは、入力差動増幅器に接続した演算増幅器によって制御される。可変 損失素子の利得が変化するので、その回路の消費電流の合計が、装置の利得に拘 わらず、一定に維持できるように、電流は入出力ステージ間に分は与えられてい る。

本発明のユニークな配置のために低電圧電源により高信頼の回路動作ができるの である。従って、その他の利用と修正は、普通の技術者には明白なことであり、 当該修正されたものの全ては本発明の範囲に属することが意図されている。

補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の７第１項）平成３年６月２０日

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. １．可変利得回路であって、 音声入力信号を入力するための入力手段と、音声出力信号を出力するための出力 手段と、入力端子及び出力端子とを備えた増幅手段と、基準電位を与える基準電 位源と、 電流を制御する第１と第２の電源と、 反転入力端子、非反転入力端子、出力端子、及び第１の制御電流端子を有する第 １の差動セルであって、上記第１の差動セルの一方の入力端子が上記増幅手段の 上記出力端子に接続され、他方の上記入力端子が上記基準電位源に接続され、且 つ、上記第１の差動セルの上記出力端子は負婦還の関係になるように、上記増幅 手段の上記入力端子に接続されており、更に、上記第１の制御電流端子は電流を 制御する上記第１の電源に接続された構成を有する第１の差動セル、並びに、 反転入力端子、非反転入力端子、出力端子、及び第２の制御電流端子を有する第 ２の差動セルであって、上記第２の差動セルの一方の入力端子が上記増幅手段の 上記出力端子に接続され、他方の上記入力端子が基準電位源、上記出力手段に接 続された上記第２の差動セルの上記出力端子、及び電流を制御する上記第２の電 源に接続された上記第２の制御電流端子に接続されて、上記可変利得回路の電流 利得は、実質的に上記第２の制御電流と上記第１の制御電流との比となるような 構成を有する第２の差動セルとを有する可変利得回路。
2. ２．請求項１において、上記増幅手段はトランジスタを有している可変利得回路 。
3. ３．請求項１において、上記増幅手段は演算増幅器を有している可変利得回路。
4. ４．可変利得回路であって、 音声信号を入力するための入力手段と、基準電圧を発生する基準電位手段と、 上記入力手段に接続された第１の入力端子、上記基準電位手段に接続された第２ の入力端子、及び出力端子を有する増幅手段と、 反転と非反転入力端子、電流制御端子、及び上記反転と非反転入力端子に流れる 電流に比例した出力電流を供給するための出力端子を有する入力差動セル手段で あって、上記差動セルの非反転入力端子は、上記増幅手段の出力端子に接続され 、上記入力差動セル手段の反転入力端子は上記基準電位手段に接続され、上記入 力差動セル手段の出力端子は、上記増幅手段の上記第１の入力端子に接続されて いる入力差動セル手段、並びに、 第１及び第２の入力端子、電流制御端子、及び上記第１と第２の入力端子に流れ る電流に比例した出力電流を供給するための出力端子を有する出力差動セル手段 であって、上記出力差動セル手段の上記第１の入力端子は上記入力差動セルの非 反転入力端子に接続され、上記出力差動セルの上記第２の入力端子は上記基準電 位手段に接続された出力差動セル手段とを有し、上記の入出力差動セル手段の上 記電流制御端子に流れる電流比によって上記可変利得回路の利得を制御するよう に構成されている可変利得回路。
5. ５．請求項４において、上記増幅手段はトランジスタによって構成されている可 変利得回路。
6. ６．請求項４において、上記増幅手段は演算増幅器によって構成されている可変 利得回路。
7. ７．請求項１において、０．９５ボルトの低電圧で動作できる可変利得回路。
8. ８．請求項１において、集積回路上で実現できるように構成されている可変利得 回路。
9. ９．請求項１において、上記第１の差動セル手段は、第１と第２のＰＮＰトラン ジスタから構成されている電流ミラー回路に接続された第１と第２のＮＰＮエミ ッタ結合型トランジスタを有し、且つ、各トランジスタはベース、エミッタ、及 びコレクタを備え、上記第１のＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタ のコレクタは共通に接続され、且つ、上記第２のＮＰＮトランジスタ及び第２の ＰＮＰトランジスタのコレクタも共通に接続されており、更に、上記第２のＰＮ Ｐトランジスタのベースとコレクタは共通に接続されていると共に、上記第１と 第２のＰＮＰトランジスタのベースも共通に接続されている回路であって、上記 第１のＮＰＮトランジスタのベースは上記差動セルの反転入力端子を構成し、他 方、第２のＮＰＮトランジスタのベースは上記差動セルの非反転入力端子を構成 しており、且つ、上記第１のＰＮＰとＮＰＮトランジスタのコレクタ接続点は、 上記第１の差動セルの出力端子を構成する一方、上記第１と第２のＮＰＮトラン ジスタのエミッタ接続点は、上記第１の制御電流端子に接続された構成を有する 可変利得回路。
10. １０．請求項１において、上記各差動セル手段は、電流ミラー回路に接続された 第１と第２のエミッタ結合型トランジスタによって構成されており、その電流ミ ラー回路は上記第１と第２のエミッタ結合型トランジスタの極性と反対の極性を 有する第１と第２の電流ミラートランジスタによって構成され、且つ、上記各ト ランジスタは、ベース、エミッタ、及びコレクタを有しており、上記第１と第２ の電流ミラートランジスタのエミッタは電圧源に接続され、上記２つの第１のト ランジスタのコレクタは共通に接続されると共に、上記２つの第２のトランジス タのコレクタも共通に接続された構成を有し、更に、上記第２の電流ミラートラ ンジスタのベースとコレクタは互いに接続され、且つ、上記第１と第２の電流ミ ラートランジスタのベースは互いに接続された構成を備える一方、上記第１のエ ミッタ結合型トランジスタのベースは、上記差動セル手段の反転入力端子を構成 し、上記第２のエミッタ結合型トランジスタのベースは、上記差動セル手段の非 反転入力端子を構成しており、上記２つの第１のトランジスタのコレクタ接続点 は上記差動セル手段の出力端子を構成すると共に、上記第１と第２のエミッタ結 合型トランジスタのエミッタ接続点は上記制御電流端子の１つに接続された構成 を備えた可変利得回路。
11. １１．可変利得回路において、 音声信号を入力するための入力手段と、基準電圧を発生するための基準電位手段 と、反転、非反転入力端子び出力端子を有する演算増幅器であって、上記演算増 幅器の反転入力端子は上記入力手段に接続され、上記非反転入力端子は上記基準 電位手段に接続された構成を備えた演算増幅器と、 反転、非反転入力端子、電流制御端子、及び出力端子を有する入力差動セルであ って、上記入力差動セルの非反転入力端子は上記演算増幅器の出力端子に接続さ れ、上記入力差動セルの反転入力端子は上記基準電位手段に接続され、上記入力 差動セル手段の出力端子は上記演算増幅器の反転入力端子に接続された構成を有 する入力差動セル、並びに、第１と第２の入力端子、電流制御端子、及び上記可 変利得回路の出力端子を形成する出力端子を有する出力差動セルであって、上記 出力差動セルの上記第１の入力端子は上記演算増幅器の出力端子に接続され、且 つ、上記出力差動セルヘの上記第２の入力端子は上記基準電位手段に接続された 出力差動セルとを有し、上記入力及び出力差動セルの上記第１と第２の制御電流 端子に流れる電流の比率によって、上記可変利得回路の利得が制御される構成を 備えた可変利得回路。
12. １２．請求項１１において、上記可変利得回路の出力端子の信号は、上記入力端 子における信号に対して１８０度位相シフトされている可変利得回路。
13. １３．請求項１１において、上記可変利得回路の出力端子における信号は、上記 入力端子における信号に対して同位相である可変利得回路。
14. １４．請求項１１において、０．９５ボルトの低電圧で動作できる可変利得回路 。
15. １５．請求項１１において、上記各差動セル手段は、電流ミラー回路に接続され た第１と第２のエミッタ結合型トランジスタを有し、その電流ミラー回路は上記 第１と第２のエミッタ結合型トランジスタの極性と反対の極性を有する第１と第 ２の電流ミラートランジスタから構成される一方、上記第１と第２の電流ミラー トランジスタのエミッタは電圧源に接続された構成を有すると共に、上記２つの 第１のトランジスタのコレクタは共通に接続され、上記２つの第２のトランジス タのコレクタも同様に共通に接続された構成を備え、更に、上記第２の電流ミラ ートランジスタのベースとコレクタは共通に接続され、上記第１と第２の電流ミ ラートランジスタのベースは互いに接続されており、且つ、上記第１のエミッタ 結合型トランジスタのベースは、上記差動セル手段の反転入力端子を構成してお り、上記第２のエミッタ結合型トランジスタのベースは、上記差動セル手段の非 反転入力端子を構成し、更に、上記２つの第１のトランジスタのコレクタ接続点 は上記差動セル手段の出力端子を構成しており、また、上記第１と第２のエミッ タ結合型トランジスタのエミッタ接続点は、上記制御電流端子の１つに接続され てた構成を有する可変利得回路。
16. １６．可変利得回路において、 音声信号を入力するための入力手段と、基準電圧を発生するための基準電位手段 と、反転、非反転入力端子、及び出力端子を有する演算増幅器であって、上記演 算増幅器の反転入力端子は上記入力手段に接続されており、非反転入力端子は上 記基準電位手段に接続されている演算増幅器と、 反転、非反転入力端子、及び出力端子を有する入力差動セル手段であって、上記 差動セル手段の非反転入力端子は上記演算増幅器の出力端子に接続され、上記入 力差動セル手段の反転入力端子は上記基準電位手段に接続され、上記入力差動セ ル手段の出力端子は、上記演算増幅器の反転入力端子に接続された構成を有する 入力差動セル手段、並びに、 第１と第２の入力端子、及び出力端子を有する出力差動セル手段であって、上記 出力差動セル手段の入力端子は上記演算増幅器の非反転入力端子に接続されてお り、上記出力差動セル手段の他方の入力端子は上記基準電位手段に接続された構 成を備えた出力差動セル手段とを備え、入出力差動セル手段に流れる電流の比に よって上記可変利得回路の利得が制御される可変利得回路。
17. １７．可変利得回路において、 音声信号を入力するための入力手段と、基準電圧を発生するための基準電位手段 と、反転、非反転入力端子、及び出力端子を有する演算増幅器であって、上記演 算増幅器の反転入力端子は上記入力手段に接続されて、上記非反転入力端子は上 記基準電位手段に接続された演算増幅器と、 上記入力手段及び上記演算増幅手段に接続され、第１と第２の入力装置及び電流 制御端子を有する入力差動セル手段であって、上記第１の入力装置は上記演算増 幅手段の反転入力端子に接続され、上記入力音声信号に対して非線形な関係を有 する演算増幅出力信号を発生すると共に、上記第１の入力装置は上記基準電位手 段に接続され、更に、上記演算増幅出力信号は上記第２の入力装置間に発生する ように、構成された入力差動セル手段、並びに、第１と第２の入力端子、電流制 御端子、及び、上記電流制御端子に流れる電流に比例すると共に、上記第１と第 ２の入力端子上の信号と非線形的な関係を有する出力電流を供給する出力端子を 有する出力差動セル手段とを備え、上記出力差動セル手段の上記第１の入力端子 は上記演算増幅出力に接続されており、上記出力差動セル手段の上記第２の入力 端子は上記基準電位手段に接続されており、上記入出力差動セル手段の上記電流 制御端子に流れる電流の比によって上記可変利得回路の利得が制御される可変利 得回路。