JPH0440713A - ダイバーシチ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はダイバーシチ受信装置に係り、特にフェージン
グがある無線伝送路において大きなダイバーシチ効果を
得るとともに構成が簡単で安価なダイバーシチ受信装置
に関する。

〔従来の技術〕

無線通信においては受信レベルが大きく変動するので伝
送特性が大きく劣化する。これはレベルか大幅に低下し
たとき、信号レベルか雑音レベル以下になったり、信号
位相か急速に変化したりするためである。伝送特性劣化
を抑える方法としてはダイバーシチ受信か有効である。

ダイバーシチ受信処理としては、等利得合成方式、選択
方式、最大比合成方式等各種の方式が知られている。第
９図は従来のダイバーシチ受信の一例を示す。

９０は第１のアンテナ、９１は第２のアンテナ、９２．
９３は増幅器、９４．９５はミキサ、９６は局部発振器
、９７はそれぞれ、第１及び第２の帯域フィルタである
。９９はダイバーシチ受信回路、１００は復調器である
。第１のアンテナ９０、第２のアンテナ９１でそれぞれ
受信された信号はそれぞれ、第１の増幅器９２、第２の
増幅器９３で増幅された後、第１のミキサ９４、第２の
ミキサ９４により局部発振器９６の出力と混合され、周
波数変換された後、第１および第２帯域フイルタ９７．
９８により、フィルタ処理され、ダイバーシチ受信装置
９９でダイバーシチ受信処理された後、復調器１００で
復調される。

また、２つのアンテナ９０．９１は受信波の変動か互い
に独立になるように十分能して設置されているものとす
る。ダイバーシチ受信回路９９の出力をもとに復調器１
００て復調処理を行い、復調されて出力信号が出力端子
１０１から出力される。

この従来装置によれば受信レベルか独立に変動している
２つの信号の同相合成、あるいは２つの受信信号の受信
レベルの高いほうの選択をしているので、両方の信号レ
ベルか同時に落ち込んだときだけ伝送特性が劣化する。

両方の信号レベルか落ち込む確率は片方の受信信号レベ
ルか落ち込む確率に比べて大幅に減少する。

〔発明か解決しようとする課題〕

しかるに、このようなダイバーシチ受信装置ではダイバ
ーシチ受信回路９９の処理をベースバンドで行うため増
幅器、周波数変換器、帯域制限フィルタなどの受信無線
回路装置を２系列用いる必要があるという問題かあった
。

本発明は上記の点に鑑みなされたもので無線受信機の高
周波段を簡素化したダイバーシチ受信装置を提供するこ
とを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は（Ａ）は本発明の請求項１の原理構成図であり
、第１図（Ｂ）は請求項２の原理構成図である。同図中
、同一構成部分には同一符号を付しである。第１図（Ａ
）の発明では、複数のアンテナ１−１．１−２．１−ｎ
からなるアンテナ手段１と各アンテナの出力信号に対し
て互いに異なる遅延量を付加する遅延手段２と、遅延手
段２からの複数の出力信号を合成する合成手段３と、整
合フィルタを含んで構成され、該合成手段３からの出力
信号を復調する復調手段４とを有する。また、請求項２
記載の発明では第１図（Ｂ）に示すように前記復調手段
４は少なくとも整合フィルタと、該整合フィルタの出力
信号が入力される符号間干渉除去回路から構成される。

〔実施例〕

第２図は本発明の第１実施例の構成を示す。同図中、第
９図と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省
略する。この例はスペクトル拡散伝送方式に適用したも
のである。すなわち、第２図において、第１のアンテナ
１６、第２のアンテナ１７はスペクトル拡散された信号
を受信する。

また、２０は遅延回路で、２１は合成回路、２２はミキ
サ、２３は局部発振器出力、２４は帯域フィルタ、２５
は第３の増幅器、２６は復調器で整合フィルタ２７、判
定器２８て構成されている。

第１アンテナ１６で受信された受信信号は第１の増幅器
１８で増幅される。この増幅器１８の出力信号をｒ＋（
ｔ）とする。第２アンテナ１７で受信された受信信号は
第２の増幅器１９て増幅され、さらに、遅延回路２０に
より時間τだけ遅延させる。この遅延回路２０の出力信
号をｒ２（ｔ−τ）とする。ただし、増幅器Ｉ８．１９
の利得はアンテナから構成回路２１に至るまでの利得か
同一になるように調整されているとする。

この２つの増幅器１８．１９の出力信号ｒ＋（し）とｒ
２（ｔ）を合成回路２１て合成する。合成回路２１の出
力信号である合成波ｒ　（ｔ）はミキサ２２て局部発振
器２３の出力信号と乗算されて周波数が変換され、帯域
フィルタ２４で帯域制限され、第３の増幅器２５で増幅
される。増幅器２５の出力中間周波信号は整合フィルタ
２７あるいは、整合フィルタ２７を用いた復調器２６て
復調処理される。

増幅器１８．１９の出力信号ｒ、（切とｒ２（ｔ）、送
信波をｓ　（ｔ）とし、送信アンテナから第１アンテナ
１６と第２アンテナ１７における伝達関数をそれぞれｈ
＋（ｔ）とｈ２（ｔ）とすると、増幅器１８の出力信号
は は入力端子、３１は逆拡散回路、１００は出力端子であ
る。入力端子３０から（３）式で表される合成回路の出
力ｒ（ｔ）が逆拡散回路３１に入力される。

ｒ　（ｔ）　＝　ｒ　＋（ｔ）＋　ｒ　２（ｔ−ｒ　）
となり、 遅延回路２０の出力信号は となる。

第３図は本発明の第１実施例の復調器の構成を示す。第
２図と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省
略する。シンボルレートは１／Ｔｓ、拡散チッププレー
トは１／Ｔとする。但しＴｓは情報シンボル長てＴは変
調シンボル長を表す。３０但し、ｎ　（ｔ）は雑音成分
を表す。

逆拡散回路３１の出力ｒ　、　（ｔ）は伝達関数ｈ（１
）か情報シンボル長Ｔｓごとに出力される。第４図（Ａ
）は本発明の第１実施例の逆拡散回路の出力波形を示す
。同図ではＴｓ＝１００Ｔとし、また、本来、逆拡散回
路出力ｒ、（υは複素数であるがここでは説明を容易に
するため大きさｌ　ｒ　ａ、　（ｔ）を示している。ま
た、ｔ＝１５Ｔ〜１００Ｔの間のインパルスレスポンス
は０であるので同図中の図示を省略する。第４図中の逆
拡散回路の出力ｒ、（ｔ）は伝達関数ｈ　（ｔ）に相当
する。伝達関数ｈ　（ｔ）の値か逆拡散により直接観測
されている。

逆拡散回路の出力ｒ、（ｔ）を整合フィルタ２７に通す
と第４図（Ｂ）の如く整合フィルタ出力ｍ（乞）が出力
される。この整合フィルタ出力ｍ（ｔ）は伝達関数ｈ　
（ｔ）に雑音を加えたものとなり、検波したい符号の自
己相関相関波形、符号量干渉波形、および雑音波形から
構成されている。

サンプル時刻ｔ＝ｋＴ、においては符号量干渉は無くな
るので整合フィルタ出力は ｍ（ｔ）　”　　［ｂ＋＋（０）＋ｈｔｔ（０）　］　
ａ　、　＋ｎＭ（ｎＴ）となる。

但し、ｈ　＋＋（ｔ）−ｈ”（切は式（１０）、％式％ 第４図（Ｂ）は位相変位変調（ＢＰＳＫ変調）のように
、直交成分かない変調波の場合に雑音成分を除いたとき
の整合フィルタの出力であるｍ（１）の変化を示してい
る。

サンプル時刻ａ　（ｋｒｅ　−Ｔｓ　）とｂ（ｋＴ、）
において符号量干渉は無くなるのでｈ　＋＋　（ｕ−ｎ
Ｔ）”ｈ２２（ｔ−ｎＴ）が最大値ｈ　１（０）”ｈ２
２（０）となる。ただし、ｍ（ｔ）　ｌを示す。ここで
時点ａ、ｂにおいて判定器７３か判定処理を行う。この
時点においては整合フィルタ７２の出力は最大となり、
したかってＳ／Ｎを最大にできる。この復調処理におい
て伝達関数ｈ　（ｔ）のパルス輻が情報シンボル長Ｔ。

以下であれば等花器または最尤系列推定器は不要である
。しかしながら伝達関数ｈ　（ｔ）のパルス輻が情報シ
ンボル長Ｔ１以上であればパルスの幅が符号量干渉とな
る。すなわち、第４図（Ｂ）のａ、ｂで孤立している山
形の波形がオーバーラツプし、ａまたはｂの値に隣接信
号の影響か現れてくる。このような場合にはこの符号量
干渉を除去するためにさらにベースバンド系の等花器が
必要である。

第５図は本発明の第２実施例を示す。同図中、第９図と
第２図と同一部分には同一符号を付しその説明を省略す
る。第５図において、２６は復調器で整合フィルタ２７
、符号間干渉除去回路２８、判定器２９で構成されてい
る。

第１のアンテナ１６で受信された受信信号は第１の増幅
器１８で増幅される。この増幅器１８の出力信号をｒ＋
（ｔ）とする。第２のアンテナ１７で受信された受信信
号は第２の増幅器１９で増幅され、さらに、遅延回路２
０により時間τだけ遅延させる。この遅延回路２０の出
力信号をｒ２（ｔ−τ）とする。ただし、増幅器１８．
１９の出力信号ｒ＋（ｔ）とｒ２（ｔ）の平均レベルが
同一になるよう利得が調整されているとする。この２つ
のアンテナからの信号からの増幅器１８．１９の出力信
号ｒ＋（ｔ）とｒ２（ｔ）を合成回路２１で合成する。

合成回路２１の出力信号である合成波ｒ　（ｔ）はミキ
サ２２で局部発信器２３の出力と乗積されて周波数が変
換され、帯域フィルタ２４で帯域制限され、第３の増幅
器２５で増幅され、その出力の中間周波信号は整合フィ
ルタ２７あるいは、整合フィルタ２７と符号間干渉除去
回路２８を用いた復調器２６で復調処理される。

増幅器１８．１９の出力信号ｒ＋（ｔ）とｒ２（ｔ）に
より送信波をｓ　（ｔ）とし、第１アンテナ９０と第２
アンテナ９１における伝達関数をそれぞれｈ＋（ｔ）と
ｈ２（ｔ）とすると、 増幅器９２の出力信号は となり、 遅延回路２０の出力信号は となる。

第６図は伝達関数のパルス波形を示す。但し、伝達関数
は一般には複素数で表示されるかここでは簡略化してそ
の大きさだけを示している。同図（Ａ）および（Ｂ）は
第１のアンテナの伝達関数ｈ＋（ｔ）を示し、同図（Ｃ
）および（Ｄ）は第２のアンテナの伝達関数ｈ２（ｔ）
を示している。同図（Ａ）および（Ｃ）はそれぞれ第１
のアンテナの伝達関数ｈ＋（ｔ）、第２のアンテナの伝
達関数ｈ２（ｔ）のパルス波形幅か信号の変調シンボル
長Ｔより長い場合を示す。同図（Ｂ）および（Ｄ）はそ
れぞれ第１のアンテナの伝達関数ｈ＋（ｔ）、第２のア
ンテナの伝達関数ｈ２（ｔ）のパルス波形幅か信号の変
調シンボル長Ｔより短い場合を示す。

合成回路２１の出力波ｒ　（ｔ）は ｒ　（ｔ）　＝　ｒ　＋（ｔ）＋　ｒ　２（ｔ−τ）但
し、ｎ　（ｔ）は雑音成分である。

ｈ（τ＋）＝ｈ＋（τ＋）十ｈ　２（τ、−τ）　　　
　・・・（４）ここで遅延時間τは１ｈ、（τ１）１と
１ｈ２（τ１−τ）１がで７時間軸上で重ならないよう
に設定するものとする。増幅器１９の出力信号ｒｉ（ｔ
）をτだけ遅延させた時のｈ　＋（ｔ　）とｈ　２（を
−τ）との関係を第６図（Ｅ）および（Ｆ）に示す。遅
延時間τの大きさは信号の変調シンボル長Ｔよりも大き
くする。

すなわち、伝達関数り、（ｔ）とｈ２（ｔ）か第６図（
Ｂ）、　　（Ｄ）のように、そのパルス波形幅がＴより
小さいときには、遅延時間τにはｌｈ、（ｔ）と１ｈ２
（ｔ）ｌか重ならないという条件と変調シンボル長Ｔよ
り大きくするという条件を加える。

このようにすると、増幅器１８の出力信号ｒ＋（ｔ）と
遅延回路２０の出力信号ｒ２（を−τ）の積の変調成分
に関する時刻ｔにおける集合平均は＜ｒ＋（ｔ）　　ｒ
２（を−τ）〉　＝　０　　　・・・（５）となり、増
幅器１８の出力信号ｒ＋（ｔ）と遅延回路２０の出力信
号ｒ２（を−τ）の変調成分が互いに無相関となるよに
てきる。ただし、変調信号は無相関とし１、また、フェ
ージング速度は変調速度と比較して十分に遅いのて式（
５）の集合平均は等測的にフェージングについて固定し
て行うことかできる。

伝達関数ｈ＋（ｔ）とｈ２（ｔ）が重なったり、τがＴ
より小さいときには変調の同一符号成分か重なるのて式
（５）のように相関を０にすることかできないので後述
するダイバーシチ効果か減少する。このように第１の増
幅器１８の出力信号ｒ＋（ｔ）と第２の増幅器１９の出
力信号ｒ２（ｔ）に遅延時間τを入れた遅延回路の出力
信号ｒ２（ｔ−τ）を合成回路２１で合成し、その合成
は出力ｒ　（ｔ）を局部発振器２３の出力とミキサ２２
で混合して周波数変換し、帯域フィルタ２４で帯域制限
し、増幅器２５により増幅した後、整合フィルタ２７を
用いて復調あるいは整合フィルタ２７および符号間干渉
除去回路２８を用いて復調する。

整合フィルタ２７の伝達関数り。（τ）は式（４）で表
されるｈ”（−τ１）で与えられる。ここで（＊）は複
素共役であるｈ（τ１）は相関器などにより求められる
ので、ｈ、（τ、）も実現可能である。整合フィルタ２
７の出力ｒ、（ｔ）は次式で表される。

ｈｙ（τ＋）−ｈ＋＋（τ＋）＋ｈ２２（τ＋）＋ｈ２
＋（τ１）＋ｈ＋２（τ、）　　　　　　　　　　　　
・・・（９）（−τ２−　で））　ｄ　τ。

・・・０υ （−τ２））ｄ　　τ、　　　　　　　　・・・αつこ
こで右辺第１項をｒＭ＋（ｔ）と表すと（−ｒ、−τ）
）ｄ　τ、　　　・・・α３となる。ｈｌｌ（τ１）と
ｈ２２（τ、）は自己相関関数であり、その実数成分は
τ、＝０でそれぞれ最大値ｈ＋＋（ｏ）とｈ２２（０）
となり、その両側で徐々に小さくなる。

となる。さらに計算を行うと、 但し、 である。また、ｈ２１（τ１）とｈｔ２（τ１）はτ、
：±τの近傍で有限値となり、τ、＝００近傍±Ｔ／２
の範囲ではほぼ０となる。送信信号ｓ　（ｔ）が符号系
列（ａ、）からなるとすると ｒ　　（ｔ）＝ａ　、　ｋ　［ｈｕ（ｔ　−ｎＴ）＋　
ｈ２ｚ　（ｔ−ｎＴ）］＋。。（１）　　　　　　　　
　　　　　　　　　・・・αでとなる。ただし、雑音成
分は ＋　　ｈｔ　　”　　（τ　、　−で　）　コ　ｄ　τ
　。

・・・０秒 判定時刻ｔをｎＴとすると、 ｒｍ　　（ｎＴ）＝ａ、　　　［ｈ＋＋（０）”ｈ。（
０）　　］　　＋ａ、−＋　　ｈ２＋（０）＋　ａ　＠
４１　ｂ＋ｔ”　ｎ　Ｍ　（ｎＴ）　　　　　　　・−
・ａａとなる。右辺第１項は判定すべき信号成分、第２
項と第３項は±１シンボル前後からの符号量干渉成分、
第４項は雑音成分である。

インパルス応答ｈ２＋　（０）とｈｔ　２　（ｏ）は、
整合フィルタ２７から求められので等化処理により符号
量干渉成分を除去することができる。前期の符号系列中
のａｍ＋＋を完全に除去するためには最尤系列推定形の
等化処理が必要であるが、近似的には判定帰還形の等化
処理でも実現できる。符号量干渉成分が除去されると信
号判定は雑音ｎ、（ｔ）によってのみ誤りが生じる。

信号電力ＳＭと雑音電力Ｎ、は ＳＭ　＝　［ｈ、＋（０）”ｈａｔ（０）　］　”　＜
　ｌ　ａ、　ｌ　”　＞−ａｎＮ−＝　［ｈｕ（０）”
ｈａｔ　（０）　］　Ｎ　　　　　　　　・・・（２１
）であるから、＜ＩＢ、ｌ”＞＝σ２とすると復調器２
６からの出力信号のＳＮ比γは である。

ＳＭ ［ｈ＋＋（０）”ｈｔ２（０）　］　”　　σ２＝　［
ｂ＋＋（０）”ｈｓ２（０）　］＝　　γ、　　　十　
　γ。

・・・（２２〕 但し、 となる。ただし、Ｎは入力雑音電力である。γ１と７２
は第１及び第２ブランチのＳＮ比であり、各ブランチの
信号合成し、復調した信号γに関する式（２２）は最大
比合成になることか示されている。

なお、整合フィルタ２７と等化処理を近似的に実現する
方法としては各種の等化器かある。最もよく利用される
のか判定帰還型等化器である。第７図は判定帰還型等化
器を示す。同図中、７０はフィードフォワードフィルタ
、７１はフィードバックフィルタ、７２は判定器、７３
は入力端子、７４は出力端子、７５は合成回路である。

入力端子７３には第５図の第３の増幅器２５の出力信号
が加えられる。入力端子７３からの信号はフィードフォ
ワードフィルタ７０に入力され、フィードフォワードフ
ィルタ７０の出力は合成回路７５でフィードバックフィ
ルタ７１の出力と合成され、判定器７２に加えられる。

判定器７２の出力は出力端子７４から取り出されるとと
もにフィードバックフィルタ７１に入力される。

この判定帰還型等化器ではフィードフォワードフィルタ
７０およびフィードバックフィルタ７１を最小二乗法に
よって決定する。フィードフォワドフィルタ７０とフィ
ードバックフィルタ７１は符号量干渉成分が除去される
ようにタップか設定される。同時に雑音成分がフィード
フォワードフィルタ７０側から入力されるのでタップ係
数の設定には雑音成分の最小化も同時に行われる。雑音
のパワーを最小化して受信する条件は整合フィルタの受
信条件による。実際にはタップ長か有限となるので整合
フィルタか近似的に実現されることが知られている（　
Ｊ、５ａｌｚ、　　’　Ｏｐｔｉｍｕｎ　ｍｅａｎｓｑ
ｕａｒｅ　　ｄｅｃｉｓｉｏｎ　　ｆ’ｅｅｄｂａｃｋ
　　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ。

ＢＳＴＪ、Ｖｏｌ、５２．Ｎｏ８　ｐｐ、１３ＪＪ１−
１３７２０ｃｔｏｂｅｒ　１９７３）。

出力端子７４からは復調信号が出力される。

第８図は理想的な整合フィルタによる復調を行うための
回路を示す。第５図と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。８１は整合フィルタ、８２は最尤系
列推定器、８３は判定器、８４は入力端子、８５は出力
端子である。同図中、入力端子８４には第５図の第３の
増幅器２５の出力が加えられる。伝達関数ｈ　（ｔ）を
測定して整合フィルタ８１を形成し、その出力に対して
最尤系列推定器８２を用いて等化処理を行った後、判定
器８３を経て復調された信号は出力端子８５から取り出
される。この方法では整合フィルタ８１で受信した信号
に含まれる符号量干渉を最を系列推定器８２て除去し、
最も尤度の高い符号系列を抽出しており、整合フィルタ
処理と等化処理を理想に近い形で実現できる（　Ｇ、Ｕ
ｎｇｅｒｂｏｅｃｋ。

Ａｄａｐｔｉｖｅ　ｍａｘｉｍｕｍ−１ｉｋｅｌｉｈｏ
ｏｄ　ｒｅｃｉｖｅｒ　ｆｏｒｃａｒｒｉｅｒ−ｍｏｄ
ｕｌａｔｅｄ　ｄａｔａ−ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　
ｓｙｓｔｅｍｓ。

＝　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　Ｃｏｍｍｕｎ、、　ｖｏ
ｌ　Ｃ０Ｍ−２２，ｐｐ　６２１Ｊ−６３６、Ｍａｙ　
１９７４）。

〔発明の効果〕

以上のように複数のアンテナから復調処理、あるいは整
合フィルタと符号間干渉除去回路を用いた復調処理、ま
たは遅延と合成をアンテナで受信したのちＲＦ帯で直接
行うことかできるのでＩＦ帯、周波数変換器などを二重
に設ける必要がなく、無線回路を簡略化できる。ダイバ
ーシチ受信における無線回路を簡略化できるので移動通
信における携帯電話器などに容易にダイバーシチを導入
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理構成図、第２図は本発明の第１実
施例の構成図、第３図は本発明による第１実施例の復調
器の構成図、第４図は本発明の第１実施例の逆拡散回路
の出力波形を示す図、第５図は本発明の第２実施例の構
成図、第６図は本発明による第２実施例の伝達加数のパ
ル波形図、第７図は判定帰還・型等化器を示す図、第８
図は理想的な整合フィルタによる復調を行うための回路
である。第９図は従来のダイバーシチ受信装置の構成図
。 ２０・・・遅延回路、２１・・・合成回路、２２・・・
ミキサ、２３・・・局部発信器、２４・・・バンドパス
フィルタ、２５・・・増幅器、２６復調器、２７・・・
整合フィルタ、２８・・・符号間干渉除去回路、２９・
・・判定器、３１・・・逆拡散回路、３２・・・整合フ
ィルタ、７ｏ・・・フィードフォワードフィルタ、７１
・・・フィードバックフィルタ、７５・・・合成回路、
８２・・・最尤系列推定器。 特許出願人　日本電信電話株式会社 本発明の第１実施例の復調器の構成図 第３図 本発明の第１実施例の逆拡散回路の出力波形を示す図第
４図 （Ａ） （Ｂ） （Ｃ） （Ｄ） ト・Ｈ 「１ （Ｅ） （Ｆ） 本発明による第２実施例の伝達関数のパルス波形図第 図 判定帰還型等花器を示す図 第 図 理想的な整合フィルタ１こよる復調を行なうための回路
第 図 手 続 補 正 書 平成 ２年 ７月１７日 従来のダイバーシチ受儒装置の構成図 第９図 １、事件の表示 平成　２年　特許願　第１４８９３５号２、発明の名称 ダイバーシチ受信装置 ３゜ 補正をする者 事件との関係 住所〒１００ 名称（４２２）

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）複数のアンテナで受信するアンテナ手段で受信し
   た各アンテナの出力信号に対して互いに異なる遅延量を
   受信信号に付加する遅延手段と、該遅延手段からの複数
   の出力信号を合成する合成手段と、 整合フィルタを含んで構成され、該合成手段からの出力
   信号を復調する復調手段と、 を有することを特徴とするダイバーシチ受信装置。
2. （２）前記復調手段は少なくとも整合フィルタと該整合
   フィルタの出力信号が入力される符号間干渉除去回路か
   らなることを特徴とする請求項１記載のダイバーシチ受
   信装置。