JPH04344176A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH04344176A JPH04344176A JP91114312A JP11431291A JPH04344176A JP H04344176 A JPH04344176 A JP H04344176A JP 91114312 A JP91114312 A JP 91114312A JP 11431291 A JP11431291 A JP 11431291A JP H04344176 A JPH04344176 A JP H04344176A
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- switching
- power supply
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- switching power
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- 230000005856 abnormality Effects 0.000 claims description 22
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
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- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源を用
いた電源装置に関し、特にその装置又は負荷の保護に関
するものである。
いた電源装置に関し、特にその装置又は負荷の保護に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、電子写真方式の複写機，プリンタ
等において、ドラム上に現像された画像をコピー用紙に
転写する前にドラムからの現像の転写を容易にするため
にポスト高圧電源を用い、又転写後コピー用紙をドラム
から分離するために分離高圧電源を用いている。
等において、ドラム上に現像された画像をコピー用紙に
転写する前にドラムからの現像の転写を容易にするため
にポスト高圧電源を用い、又転写後コピー用紙をドラム
から分離するために分離高圧電源を用いている。
【０００３】これらポスト，分離の高圧電源は、ポスト
・分離２出力の交流（以下ＡＣと記す）定電圧電源と、
このＡＣ定電圧電源のポスト出力及び分離出力の双方に
それぞれの直流（以下ＤＣと記す）定電流を重畳するＤ
Ｃ電源とによって構成されている。このような構成のポ
スト，分離高圧電源においては、ＡＣ高圧を得るために
ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランスを用いており、その２
次側はポスト出力のための巻線と、分離出力のための巻
線、さらには電圧検出のための検出巻線が設けられてい
る。前記電圧検出巻線は、ポスト，分離の出力ＡＣ振幅
調整用に設けられており、この巻線からの信号レベルが
、ある設定レベルと等しくなるよう、ＤＣ−ＡＣコンバ
ータ・トランスの１次側のスイッチングトランジスタの
コレクタ電圧を制御している。
・分離２出力の交流（以下ＡＣと記す）定電圧電源と、
このＡＣ定電圧電源のポスト出力及び分離出力の双方に
それぞれの直流（以下ＤＣと記す）定電流を重畳するＤ
Ｃ電源とによって構成されている。このような構成のポ
スト，分離高圧電源においては、ＡＣ高圧を得るために
ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランスを用いており、その２
次側はポスト出力のための巻線と、分離出力のための巻
線、さらには電圧検出のための検出巻線が設けられてい
る。前記電圧検出巻線は、ポスト，分離の出力ＡＣ振幅
調整用に設けられており、この巻線からの信号レベルが
、ある設定レベルと等しくなるよう、ＤＣ−ＡＣコンバ
ータ・トランスの１次側のスイッチングトランジスタの
コレクタ電圧を制御している。
【０００４】前述の調整手段において、設定レベルはボ
リューム（可変抵抗）により可変できるようになってお
り、又スイッチングトランジスタのコレクタ電圧の制御
は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御ＩＣ（集積回路）とＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ・トランスとによって行われている
。
リューム（可変抵抗）により可変できるようになってお
り、又スイッチングトランジスタのコレクタ電圧の制御
は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御ＩＣ（集積回路）とＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ・トランスとによって行われている
。
【０００５】以上の構成により、ポスト，分離の出力Ａ
Ｃ電圧は、ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランスの２次側巻
線比による出力バランスを維持したまま、ボリューム調
整により可変できるようになっている。この従来例を図
６に概略的に示す。図において、コレクタ電圧発生手段
が前記ＤＣ−ＤＣコンバータ・トランスに、高圧発生手
段が前記ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランスに、また出力
１，出力２が夫々前記ポスト出力，分離出力に相当する
。
Ｃ電圧は、ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランスの２次側巻
線比による出力バランスを維持したまま、ボリューム調
整により可変できるようになっている。この従来例を図
６に概略的に示す。図において、コレクタ電圧発生手段
が前記ＤＣ−ＤＣコンバータ・トランスに、高圧発生手
段が前記ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランスに、また出力
１，出力２が夫々前記ポスト出力，分離出力に相当する
。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来のポスト・分離高
圧電源においては、どちらかの出力が短絡事故を起した
場合、高圧ＡＣ出力の駆動を一時停止するよう、短絡に
よる過電流をコンデンサ及び抵抗で積分し、その積分値
がある一定レベル以上である間、ＤＣ−ＡＣコンバータ
・トランスのスイッチング動作を停止させるようにして
いる。
圧電源においては、どちらかの出力が短絡事故を起した
場合、高圧ＡＣ出力の駆動を一時停止するよう、短絡に
よる過電流をコンデンサ及び抵抗で積分し、その積分値
がある一定レベル以上である間、ＤＣ−ＡＣコンバータ
・トランスのスイッチング動作を停止させるようにして
いる。
【０００７】しかし、前記従来例においては、ＡＣ高圧
電源が定電圧制御であるため、ＤＣ−ＡＣコンバータ・
トランスを駆動するスイッチングトランジスタのスイッ
チング動作が停止している間も、出力電圧を一定に保と
うとこのスイッチングトランジスタのコレクタ電圧を上
昇制御するため、過電流積分出力が設定した一定レベル
を下まわり、ＡＣ高圧電源のスイッチング動作を再開し
た時には、コレクタ電圧は必要以上に大きくなっており
、これによって短絡していない他方の出力に、瞬間的に
大電圧がかかってリークを引き起こし、故障箇所を増や
してしまう危険性がある。
電源が定電圧制御であるため、ＤＣ−ＡＣコンバータ・
トランスを駆動するスイッチングトランジスタのスイッ
チング動作が停止している間も、出力電圧を一定に保と
うとこのスイッチングトランジスタのコレクタ電圧を上
昇制御するため、過電流積分出力が設定した一定レベル
を下まわり、ＡＣ高圧電源のスイッチング動作を再開し
た時には、コレクタ電圧は必要以上に大きくなっており
、これによって短絡していない他方の出力に、瞬間的に
大電圧がかかってリークを引き起こし、故障箇所を増や
してしまう危険性がある。
【０００８】本発明は、このような事情に鑑みてなされ
たもので、前述のような、第１のスイッチング電源と、
この第１のスイッチング電源の出力を基準値と比較した
比較信号で制御され第１のスイッチング電源を付勢する
第２のスイッチング電源とを備えた電源装置において、
第１のスイッチング電源のスイッチング再開の際、高電
圧出力が発生し当該装置又は負荷が破損するのを防止で
きる電源装置を提供することを目的とするものである。
たもので、前述のような、第１のスイッチング電源と、
この第１のスイッチング電源の出力を基準値と比較した
比較信号で制御され第１のスイッチング電源を付勢する
第２のスイッチング電源とを備えた電源装置において、
第１のスイッチング電源のスイッチング再開の際、高電
圧出力が発生し当該装置又は負荷が破損するのを防止で
きる電源装置を提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
、本発明では電源装置を次の（１），（２），（３）の
とおりに構成する。
、本発明では電源装置を次の（１），（２），（３）の
とおりに構成する。
【００１０】（１）第１のスイッチング電源と、該第１
のスイッチング電源の出力を基準値と比較した比較信号
で制御され該第１のスイッチング電源を付勢する第２の
スイッチング電源とを備えた電源装置であって、前記第
１のスイッチング電源の出力の異常を判別する異常判別
手段と、該異常判別手段の出力に応じて前記第１のスイ
ッチング電源のスイッチング動作を停止させる第１のス
イッチング停止手段と、前記異常判別手段の出力に応じ
て前記第２のスイッチング電源のスイッチング動作を停
止させる第２のスイッチング停止手段とを備えた電源装
置。
のスイッチング電源の出力を基準値と比較した比較信号
で制御され該第１のスイッチング電源を付勢する第２の
スイッチング電源とを備えた電源装置であって、前記第
１のスイッチング電源の出力の異常を判別する異常判別
手段と、該異常判別手段の出力に応じて前記第１のスイ
ッチング電源のスイッチング動作を停止させる第１のス
イッチング停止手段と、前記異常判別手段の出力に応じ
て前記第２のスイッチング電源のスイッチング動作を停
止させる第２のスイッチング停止手段とを備えた電源装
置。
【００１１】（２）第１のスイッチング電源と、該第１
のスイッチング電源の出力を基準値と比較した比較信号
で制御され該第１のスイッチング電源を付勢する第２の
スイッチング電源とを備える電源装置であって、前記第
１のスイッチング電源の出力の異常を判別する異常判別
手段と、該異常判別手段の出力に応じて前記第１のスイ
ッチング電源のスイッチング動作を停止させる第１のス
イッチング停止手段と、前記第１のスイッチング電源の
スイッチング動作の停止状態を判別する停止状態判別手
段と、該停止状態判別手段の出力に応じて前記第２のス
イッチング電源のスイッチング動作を停止させる第２の
スイッチング停止手段とを備えた電源装置。
のスイッチング電源の出力を基準値と比較した比較信号
で制御され該第１のスイッチング電源を付勢する第２の
スイッチング電源とを備える電源装置であって、前記第
１のスイッチング電源の出力の異常を判別する異常判別
手段と、該異常判別手段の出力に応じて前記第１のスイ
ッチング電源のスイッチング動作を停止させる第１のス
イッチング停止手段と、前記第１のスイッチング電源の
スイッチング動作の停止状態を判別する停止状態判別手
段と、該停止状態判別手段の出力に応じて前記第２のス
イッチング電源のスイッチング動作を停止させる第２の
スイッチング停止手段とを備えた電源装置。
【００１２】（３）第１のスイッチング電源と、該第１
のスイッチング電源の出力を基準値と比較した比較信号
で制御され該第１のスイッチング電源を付勢する第２の
スイッチング電源とを備える電源装置であって、第１の
スイッチング電源の出力の異常を判別する異常判別手段
と、該異常判別手段の出力に応じて前記第２のスイッチ
ング電源のスイッチング動作を停止させる第１のスイッ
チング停止手段と、前記第２のスイッチング電源のスイ
ッチング動作の停止状態を判別する停止状態判別手段と
、該停止状態判別手段の出力に応じて前記第１のスイッ
チング電源のスイッチング動作を停止させる第２のスイ
ッチング停止手段とを備えた電源装置。
のスイッチング電源の出力を基準値と比較した比較信号
で制御され該第１のスイッチング電源を付勢する第２の
スイッチング電源とを備える電源装置であって、第１の
スイッチング電源の出力の異常を判別する異常判別手段
と、該異常判別手段の出力に応じて前記第２のスイッチ
ング電源のスイッチング動作を停止させる第１のスイッ
チング停止手段と、前記第２のスイッチング電源のスイ
ッチング動作の停止状態を判別する停止状態判別手段と
、該停止状態判別手段の出力に応じて前記第１のスイッ
チング電源のスイッチング動作を停止させる第２のスイ
ッチング停止手段とを備えた電源装置。
【００１３】
【作用】前記（１），（２），（３）の構成により、第
１のスイッチング電源の出力に異常がある間、第２のス
イッチング電源のスイッチング動作が停止し、第１のス
イッチング電源のスイッチング動作再開の際、出力側に
過大な高電圧を発生することがない。
１のスイッチング電源の出力に異常がある間、第２のス
イッチング電源のスイッチング動作が停止し、第１のス
イッチング電源のスイッチング動作再開の際、出力側に
過大な高電圧を発生することがない。
【００１４】
（第１実施例）以下本発明を実施例により詳しく説明す
る。図１は本発明の第１実施例である“ポスト・分離高
圧電源装置”の回路図である。図において、１，２はそ
れぞれＰＷＭを制御するＩＣ（例えばＮＥＣ製μＰｃ４
９４）、Ｔｒ１，Ｔｒ２はスイッチングトランジスタ、
３は高圧ＡＣ出力巻線Ａ，Ｂと電圧検出巻線Ｃを有する
ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランス、４はスイッチングト
ランジスタＴｒ１のコレクタ電圧を制御するためのＤＣ
−ＤＣコンバータ・トランスであり、Ｔｒ１，３は第１
のスイッチング電源を構成し、Ｔｒ２，４は第２のスイ
ッチング電源を構成している。５，６は高圧ＡＣ出力に
定電流を重畳する定電流電源、ＣＡ ，ＣＢ はＤＣ電
流をデカップリングするためのコンデンサ、７，８はそ
れぞれ後述の負荷Ａ，Ｂの短絡を検出するための積分回
路、Ｄ１〜Ｄ５は整流用ダイオード、ＶＲは出力調整用
可変抵抗、Ｒ１，Ｒ２は分圧抵抗、負荷Ａ，負荷Ｂは帯
電器である。
る。図１は本発明の第１実施例である“ポスト・分離高
圧電源装置”の回路図である。図において、１，２はそ
れぞれＰＷＭを制御するＩＣ（例えばＮＥＣ製μＰｃ４
９４）、Ｔｒ１，Ｔｒ２はスイッチングトランジスタ、
３は高圧ＡＣ出力巻線Ａ，Ｂと電圧検出巻線Ｃを有する
ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランス、４はスイッチングト
ランジスタＴｒ１のコレクタ電圧を制御するためのＤＣ
−ＤＣコンバータ・トランスであり、Ｔｒ１，３は第１
のスイッチング電源を構成し、Ｔｒ２，４は第２のスイ
ッチング電源を構成している。５，６は高圧ＡＣ出力に
定電流を重畳する定電流電源、ＣＡ ，ＣＢ はＤＣ電
流をデカップリングするためのコンデンサ、７，８はそ
れぞれ後述の負荷Ａ，Ｂの短絡を検出するための積分回
路、Ｄ１〜Ｄ５は整流用ダイオード、ＶＲは出力調整用
可変抵抗、Ｒ１，Ｒ２は分圧抵抗、負荷Ａ，負荷Ｂは帯
電器である。
【００１５】以下動作を説明する。まず、定常動作を説
明すると、ＩＣ １は内蔵トランジスタの制御により
、パルス出力を行う。この出力パルスのデューティは定
電圧Ｖｃを抵抗Ｒ１とＲ２で分圧した分圧電圧Ｖａと、
ダイオードＤ３，Ｄ４からの出力電圧Ｖｂとによって決
定される。通常動作の場合、Ｖｂは高圧ＡＣ出力を負荷
Ａ又はＢの負荷抵抗と積分回路７又は８とによって分圧
した値で分圧電圧Ｖａより充分小さい値に設定されてい
る。これによって出力されるＰＷＭは最大デューティ５
０％を確保し、デューティ５０％の高圧ＡＣが出力され
る。
明すると、ＩＣ １は内蔵トランジスタの制御により
、パルス出力を行う。この出力パルスのデューティは定
電圧Ｖｃを抵抗Ｒ１とＲ２で分圧した分圧電圧Ｖａと、
ダイオードＤ３，Ｄ４からの出力電圧Ｖｂとによって決
定される。通常動作の場合、Ｖｂは高圧ＡＣ出力を負荷
Ａ又はＢの負荷抵抗と積分回路７又は８とによって分圧
した値で分圧電圧Ｖａより充分小さい値に設定されてい
る。これによって出力されるＰＷＭは最大デューティ５
０％を確保し、デューティ５０％の高圧ＡＣが出力され
る。
【００１６】次に出力の振幅レベルの制御を説明する。
ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランス３の２次側に巻かれた
巻線Ａ，Ｂ，Ｃは、所望の出力バランスが得られるよう
に巻かれており、これによって巻線Ｃからの出力を制御
することによってＡＣ高圧出力（巻線Ａ，Ｂからの出力
）を制御できるようになっている。巻線Ｃは、それゆえ
電圧検出巻線として用いられており、この電圧検出巻線
からの出力を抵抗分圧によって制御に適したレベルに落
とし、ＰＷＭ制御ＩＣのＩＣ ２に入力している。Ｉ
Ｃ ２は、この入力電圧Ｖｃと可変抵抗ＶＲによって
適当に設定される電圧Ｖｄとを比較して、Ｖｃ＝Ｖｄと
なるように、第２のスイッチング電源のスイッチングト
ランジスタＴｒ２のスイッチングＰＷＭのデューティを
制御する。これによって第１のスイッチング電源の高圧
ＡＣ出力の振幅は、可変抵抗ＶＲで設定される固定値に
制御される。
巻線Ａ，Ｂ，Ｃは、所望の出力バランスが得られるよう
に巻かれており、これによって巻線Ｃからの出力を制御
することによってＡＣ高圧出力（巻線Ａ，Ｂからの出力
）を制御できるようになっている。巻線Ｃは、それゆえ
電圧検出巻線として用いられており、この電圧検出巻線
からの出力を抵抗分圧によって制御に適したレベルに落
とし、ＰＷＭ制御ＩＣのＩＣ ２に入力している。Ｉ
Ｃ ２は、この入力電圧Ｖｃと可変抵抗ＶＲによって
適当に設定される電圧Ｖｄとを比較して、Ｖｃ＝Ｖｄと
なるように、第２のスイッチング電源のスイッチングト
ランジスタＴｒ２のスイッチングＰＷＭのデューティを
制御する。これによって第１のスイッチング電源の高圧
ＡＣ出力の振幅は、可変抵抗ＶＲで設定される固定値に
制御される。
【００１７】次に高圧出力が短絡もしくはリークするよ
うな異常状態での動作を説明する。負荷Ａもしくは負荷
Ｂで短絡，リーク事故が発生した場合、積分回路７又は
積分回路８の出力は通常よりも大きな電圧値となる。こ
の電圧は、ＩＣ １の■番端子に入力されているため
、電圧の増加とともにＰＷＭ出力のデューティは減少し
、設定電圧Ｖａ以上になった時、ＰＷＭは停止する。通
常、負荷リークや短絡が起きた場合はリーク・短絡検出
側の積分回路出力は瞬時に増加するため、ＰＷＭ出力も
リーク・短絡検出とともに瞬時に停止する。
うな異常状態での動作を説明する。負荷Ａもしくは負荷
Ｂで短絡，リーク事故が発生した場合、積分回路７又は
積分回路８の出力は通常よりも大きな電圧値となる。こ
の電圧は、ＩＣ １の■番端子に入力されているため
、電圧の増加とともにＰＷＭ出力のデューティは減少し
、設定電圧Ｖａ以上になった時、ＰＷＭは停止する。通
常、負荷リークや短絡が起きた場合はリーク・短絡検出
側の積分回路出力は瞬時に増加するため、ＰＷＭ出力も
リーク・短絡検出とともに瞬時に停止する。
【００１８】従来例では、前述の動作をリーク・短絡時
の安全装置として使用しており、実際、リーク，短絡等
が起きた時も前述の動作によって火災等の災害を防止す
ることができる。しかしながら、前述の動作のみでは、
一旦ＡＣ高圧出力が停止しても、その後もＤＣ−ＤＣコ
ンバータ・トランス４を含む第２のスイッチング電源の
スイッチング動作は継続しており、この時電圧検出巻線
Ｃからの信号は０Ｖであるため、スイッチングトランジ
スタＴｒ１のコレクタ電圧は上昇制御される。これによ
って再びスイッチングトランジスタＴｒ１がスイッチン
グを開始すると高圧出力は瞬間過電圧となり、リーク・
短絡が起きていなかった高圧出力端でもリーク・短絡事
故を起こす危険性があった。又、一度リークを起こすと
、リーク部が炭化し導通状態となるため、修理の際は部
品の交換が必要となるなど故障箇所を増やしてしまう危
険性があった。
の安全装置として使用しており、実際、リーク，短絡等
が起きた時も前述の動作によって火災等の災害を防止す
ることができる。しかしながら、前述の動作のみでは、
一旦ＡＣ高圧出力が停止しても、その後もＤＣ−ＤＣコ
ンバータ・トランス４を含む第２のスイッチング電源の
スイッチング動作は継続しており、この時電圧検出巻線
Ｃからの信号は０Ｖであるため、スイッチングトランジ
スタＴｒ１のコレクタ電圧は上昇制御される。これによ
って再びスイッチングトランジスタＴｒ１がスイッチン
グを開始すると高圧出力は瞬間過電圧となり、リーク・
短絡が起きていなかった高圧出力端でもリーク・短絡事
故を起こす危険性があった。又、一度リークを起こすと
、リーク部が炭化し導通状態となるため、修理の際は部
品の交換が必要となるなど故障箇所を増やしてしまう危
険性があった。
【００１９】以上の問題点を解決するために、本実施例
では、ＩＣ １のオペアンプのフィードバック端子■
と電圧検出信号線とをダイオードＤ５を介して接続して
いる。ＩＣ １のフィードバック端子■の出力は、通
常動作ではダイオードＤ３，Ｄ４からの出力レベルＶｂ
のほうが設定電圧Ｖａよりも低くなっているために“Ｌ
”レベル（０Ｖ）となっているが、リーク・短絡時はＶ
ｂが増加するために“Ｈ”レベル（５Ｖ）となり、ＩＣ
２の電圧検出信号に５Ｖを供給する。スイッチング
トランジスタＴｒ１はリーク・短絡検出時であるため停
止しており、電圧検出巻線Ｃからの電圧供給はないが、
ダイオードＤ５を介してＩＣ １のオペアンプのフィ
ードバック端子■から入力される５ＶがＩＣ ２のア
ンプ入力端子１に加わるため、ＰＷＭ出力は停止し、ス
イッチングトランジスタＴｒ２のスイッチングも停止す
る。これによってスイッチングトランジスタＴｒ１のコ
レクタに供給される電圧は、電源電圧Ｖｃとなり、再び
スイッチングトランジスタＴｒ１がスイッチング動作を
開始する時の出力は、高圧の出力制御レベルの最小値に
抑えられる。
では、ＩＣ １のオペアンプのフィードバック端子■
と電圧検出信号線とをダイオードＤ５を介して接続して
いる。ＩＣ １のフィードバック端子■の出力は、通
常動作ではダイオードＤ３，Ｄ４からの出力レベルＶｂ
のほうが設定電圧Ｖａよりも低くなっているために“Ｌ
”レベル（０Ｖ）となっているが、リーク・短絡時はＶ
ｂが増加するために“Ｈ”レベル（５Ｖ）となり、ＩＣ
２の電圧検出信号に５Ｖを供給する。スイッチング
トランジスタＴｒ１はリーク・短絡検出時であるため停
止しており、電圧検出巻線Ｃからの電圧供給はないが、
ダイオードＤ５を介してＩＣ １のオペアンプのフィ
ードバック端子■から入力される５ＶがＩＣ ２のア
ンプ入力端子１に加わるため、ＰＷＭ出力は停止し、ス
イッチングトランジスタＴｒ２のスイッチングも停止す
る。これによってスイッチングトランジスタＴｒ１のコ
レクタに供給される電圧は、電源電圧Ｖｃとなり、再び
スイッチングトランジスタＴｒ１がスイッチング動作を
開始する時の出力は、高圧の出力制御レベルの最小値に
抑えられる。
【００２０】ところで、ＡＣ出力動作が再開した時には
、電圧Ｖｂは定常状態に戻っており、フィードバック端
子■の出力は“Ｌ”レベルで、これによって電圧制御動
作も通常動作に復帰している。
、電圧Ｖｂは定常状態に戻っており、フィードバック端
子■の出力は“Ｌ”レベルで、これによって電圧制御動
作も通常動作に復帰している。
【００２１】以上の動作によって、ＡＣ高圧出力再開時
の過電圧の発生を防ぎ、故障箇所の増加を安価かつ容易
に防止することができる。
の過電圧の発生を防ぎ、故障箇所の増加を安価かつ容易
に防止することができる。
【００２２】（第２実施例）図２は本発明の第２実施例
である“ポスト・分離高圧電源装置”の回路図である。
である“ポスト・分離高圧電源装置”の回路図である。
【００２３】図２において、９はコンパレータ、Ｒ３，
Ｒ４は電圧Ｖｅを発生するための分圧抵抗である。ここ
で、ＶｅはＶａよりも小さな値に設定されている。Ｄ６
は整流用ダイオードである。これ以外の構成は、第１実
施例から整流用ダイオードＤ５を除いた構成と同様であ
る。
Ｒ４は電圧Ｖｅを発生するための分圧抵抗である。ここ
で、ＶｅはＶａよりも小さな値に設定されている。Ｄ６
は整流用ダイオードである。これ以外の構成は、第１実
施例から整流用ダイオードＤ５を除いた構成と同様であ
る。
【００２４】この構成における異常時の動作を説明する
。リーク，短絡が発生し積分回路７又は積分回路８の出
力が増大すると、ダイオードＤ３又はＤ４から出力され
ている電圧Ｖｂも増大する。Ｖｂが増大すると、先ずＶ
ｂは、抵抗Ｒ３，Ｒ４によって分圧設定されている電圧
Ｖｅを越え、コンパレータ９の出力が“Ｈ”から“Ｌ”
即ち接地電位に反転する。これにより、ＩＣ ２内蔵
アンプのネガティブ入力電圧が、可変抵抗ＶＲによって
設定された電圧からコンパレータ９の“Ｌ”の出力に変
化する。これによってＩＣ ２のＰＷＭ出力は停止し
（図３参照）、スイッチングトランジスタＴｒ１のコレ
クタ電圧は電源電圧Ｖｃとなる。続いて、Ｖｂは電圧Ｖ
ａ以上となり、これによってスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１のスイッチングが停止し、ＡＣ高圧出力は停止す
る。次に、ある期間スイッチングトランジスタＴｒ１の
停止状態が続くと電圧Ｖｂは低下しはじめ、やがて電圧
Ｖａを下回りＡＣ高圧出力が再開する。このとき、スイ
ッチングトランジスタＴｒ１のコレクタ電圧はＶｃであ
るため過電圧出力状態にはならない。さらに電圧Ｖｂは
低下し、電圧Ｖｅを下まわる。これによってコンパレー
タ９の出力は“Ｌ”（０Ｖ）から“Ｈ”（５Ｖ）に反転
し、ダイオードＤ６の阻止作用によってＩＣ ２内蔵
アンプのネガティブ入力に可変抵抗ＶＲによって設定さ
れた電圧が加わる。これによって再びスイッチングトラ
ンジスタＴｒ１のコレクタ電圧が制御され、所望のＡＣ
高圧出力に復帰する。
。リーク，短絡が発生し積分回路７又は積分回路８の出
力が増大すると、ダイオードＤ３又はＤ４から出力され
ている電圧Ｖｂも増大する。Ｖｂが増大すると、先ずＶ
ｂは、抵抗Ｒ３，Ｒ４によって分圧設定されている電圧
Ｖｅを越え、コンパレータ９の出力が“Ｈ”から“Ｌ”
即ち接地電位に反転する。これにより、ＩＣ ２内蔵
アンプのネガティブ入力電圧が、可変抵抗ＶＲによって
設定された電圧からコンパレータ９の“Ｌ”の出力に変
化する。これによってＩＣ ２のＰＷＭ出力は停止し
（図３参照）、スイッチングトランジスタＴｒ１のコレ
クタ電圧は電源電圧Ｖｃとなる。続いて、Ｖｂは電圧Ｖ
ａ以上となり、これによってスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１のスイッチングが停止し、ＡＣ高圧出力は停止す
る。次に、ある期間スイッチングトランジスタＴｒ１の
停止状態が続くと電圧Ｖｂは低下しはじめ、やがて電圧
Ｖａを下回りＡＣ高圧出力が再開する。このとき、スイ
ッチングトランジスタＴｒ１のコレクタ電圧はＶｃであ
るため過電圧出力状態にはならない。さらに電圧Ｖｂは
低下し、電圧Ｖｅを下まわる。これによってコンパレー
タ９の出力は“Ｌ”（０Ｖ）から“Ｈ”（５Ｖ）に反転
し、ダイオードＤ６の阻止作用によってＩＣ ２内蔵
アンプのネガティブ入力に可変抵抗ＶＲによって設定さ
れた電圧が加わる。これによって再びスイッチングトラ
ンジスタＴｒ１のコレクタ電圧が制御され、所望のＡＣ
高圧出力に復帰する。
【００２５】以上のように、電圧Ｖｅを電圧Ｖａよりも
低く設定したためスイッチングトランジスタＴｒ２のス
イッチングの再開がスイッチングトランジスタＴｒ１の
スイッチングの再開よりも先になる事がなく、復帰時の
過電圧の発生を確実に防ぐことができる。
低く設定したためスイッチングトランジスタＴｒ２のス
イッチングの再開がスイッチングトランジスタＴｒ１の
スイッチングの再開よりも先になる事がなく、復帰時の
過電圧の発生を確実に防ぐことができる。
【００２６】以上説明したように、本実施例は第１のス
イッチング電源のスイッチング動作の停止を、積分回路
７，８の出力電圧Ｖｂから間接的に判定するものである
が、第１のスイッチング電源のスイッチングトランジス
タＴｒ１の動作等より直接判定する形で実施することも
できる。
イッチング電源のスイッチング動作の停止を、積分回路
７，８の出力電圧Ｖｂから間接的に判定するものである
が、第１のスイッチング電源のスイッチングトランジス
タＴｒ１の動作等より直接判定する形で実施することも
できる。
【００２７】（第３実施例，第４実施例）以上の第１実
施例，第２実施例では、スイッチング動作を停止する手
段として、ＰＷＭ制御ＩＣであるＩＣ １，ＩＣ２（
例えばＮＥＣ製μＰｃ４９４）の有する制御値比較用の
オペアンプの入力を短絡検出手段によって制御する場合
について説明したが、ＮＥＣ製μＰｃ４９４等のＰＷＭ
制御ＩＣが有するＰＷＭデューティ制限設定端子■の制
限レベルを制御してもよい。
施例，第２実施例では、スイッチング動作を停止する手
段として、ＰＷＭ制御ＩＣであるＩＣ １，ＩＣ２（
例えばＮＥＣ製μＰｃ４９４）の有する制御値比較用の
オペアンプの入力を短絡検出手段によって制御する場合
について説明したが、ＮＥＣ製μＰｃ４９４等のＰＷＭ
制御ＩＣが有するＰＷＭデューティ制限設定端子■の制
限レベルを制御してもよい。
【００２８】通常ＰＷＭ制御ＩＣのＰＷＭデューティの
制限はＩＣ内部の持つ発振器から出力される三角波をあ
るしきい値と比較することによって行われている。すな
わち、このしきい値を設定するのがＰＷＭデューティ制
限設定端子■の電圧であり、通常前記三角波は３〜４Ｖ
Ｐ−Ｐ であるので、しきい値を５Ｖ程度に設定するこ
とによってＰＷＭデューティ０％、すなわちＰＷＭを停
止させることができる。
制限はＩＣ内部の持つ発振器から出力される三角波をあ
るしきい値と比較することによって行われている。すな
わち、このしきい値を設定するのがＰＷＭデューティ制
限設定端子■の電圧であり、通常前記三角波は３〜４Ｖ
Ｐ−Ｐ であるので、しきい値を５Ｖ程度に設定するこ
とによってＰＷＭデューティ０％、すなわちＰＷＭを停
止させることができる。
【００２９】図３に示すのが、発振器出力としきい値に
よって決定されるＰＷＭデューティの様子であり、この
手法を用いた実施例を本発明の第３実施例，第４実施例
として図４，図５に示す。
よって決定されるＰＷＭデューティの様子であり、この
手法を用いた実施例を本発明の第３実施例，第４実施例
として図４，図５に示す。
【００３０】以下図４，図５により第３実施例，第４実
施例を説明する。先ず、図４において抵抗Ｒ５，Ｒ６の
共通接続点はＰＷＭ制御ＩＣ ２のＰＷＭデューティ
制限設定端子■につながりＰＷＭ出力の制限デューティ
を設定している。又、抵抗Ｒ５，Ｒ６の共通接続点には
ダイオードＤ５を介してＩＣ １の内蔵オペアンプの
フィードバック端子■がつながっている。これにより、
ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランス３の出力のどれかが過
電流状態となると、ＩＣ １のフィードバック端子■
は“Ｈ”レベル（５Ｖ）となり、ＩＣ ２のＰＷＭデ
ューティ制限設定端子■にはダイオードＤ５を通して５
Ｖ電圧が加わり、ＩＣ ２のＰＷＭ出力は停止しスイ
ッチングトランジスタＴｒ２のスイッチング動作が停止
する。 又、ＩＣ １のフィードバック端子■の出力が“Ｌ”
レベル（０Ｖ）となるとダイオードＤ５からの電圧供給
はなくなりＩＣ ２のＰＷＭデューティ制限設定端子
■のレベルは、抵抗Ｒ５，Ｒ６によって決定される値と
なって、スイッチングトランジスタＴｒ２のスイッチン
グ動作が再開される。
施例を説明する。先ず、図４において抵抗Ｒ５，Ｒ６の
共通接続点はＰＷＭ制御ＩＣ ２のＰＷＭデューティ
制限設定端子■につながりＰＷＭ出力の制限デューティ
を設定している。又、抵抗Ｒ５，Ｒ６の共通接続点には
ダイオードＤ５を介してＩＣ １の内蔵オペアンプの
フィードバック端子■がつながっている。これにより、
ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランス３の出力のどれかが過
電流状態となると、ＩＣ １のフィードバック端子■
は“Ｈ”レベル（５Ｖ）となり、ＩＣ ２のＰＷＭデ
ューティ制限設定端子■にはダイオードＤ５を通して５
Ｖ電圧が加わり、ＩＣ ２のＰＷＭ出力は停止しスイ
ッチングトランジスタＴｒ２のスイッチング動作が停止
する。 又、ＩＣ １のフィードバック端子■の出力が“Ｌ”
レベル（０Ｖ）となるとダイオードＤ５からの電圧供給
はなくなりＩＣ ２のＰＷＭデューティ制限設定端子
■のレベルは、抵抗Ｒ５，Ｒ６によって決定される値と
なって、スイッチングトランジスタＴｒ２のスイッチン
グ動作が再開される。
【００３１】次に図５について説明する。ダイオードＤ
３又はＤ４からの過電流検出信号が、抵抗Ｒ３，Ｒ４に
よって設定されるしきい値電圧Ｖｅを越えると、コンパ
レータ９の出力が“Ｌ”（０Ｖ）から“Ｈ”（５Ｖ）に
反転し、ダイオードＤ６を介してＩＣ ２のＰＷＭデ
ューティ制限端子■に５Ｖが加わる。これによってＩＣ
２のＰＷＭは停止する。過電流検出信号が電圧Ｖｅを下
回るとコンパレータ９の出力は“Ｈ”から“Ｌ”に反転
し、ダイオードＤ６を介して加えられていた５Ｖ電圧は
解消し、抵抗Ｒ５，Ｒ６で設定される電圧がＰＷＭデュ
ーティ制限端子■に加わり、ＩＣ ２のＰＷＭが再開
される。
３又はＤ４からの過電流検出信号が、抵抗Ｒ３，Ｒ４に
よって設定されるしきい値電圧Ｖｅを越えると、コンパ
レータ９の出力が“Ｌ”（０Ｖ）から“Ｈ”（５Ｖ）に
反転し、ダイオードＤ６を介してＩＣ ２のＰＷＭデ
ューティ制限端子■に５Ｖが加わる。これによってＩＣ
２のＰＷＭは停止する。過電流検出信号が電圧Ｖｅを下
回るとコンパレータ９の出力は“Ｈ”から“Ｌ”に反転
し、ダイオードＤ６を介して加えられていた５Ｖ電圧は
解消し、抵抗Ｒ５，Ｒ６で設定される電圧がＰＷＭデュ
ーティ制限端子■に加わり、ＩＣ ２のＰＷＭが再開
される。
【００３２】以上説明した各実施例のほか、過電流時に
、先ずＩＣ ２のＰＷＭを停止し、その停止を判別す
る手段によってＩＣ １のＰＷＭを停止する手法も考
えられる。本発明はこの手法も含むものである。
、先ずＩＣ ２のＰＷＭを停止し、その停止を判別す
る手段によってＩＣ １のＰＷＭを停止する手法も考
えられる。本発明はこの手法も含むものである。
【００３３】又、各実施例は、第１のスイッチング電源
の出力電流の積分値により出力の異常を判別するもので
あるが、本発明はこれに限定されるものではなく、例え
ば、出力電流値，出力電圧値により出力の異常を判別す
る形で実施することもできる。
の出力電流の積分値により出力の異常を判別するもので
あるが、本発明はこれに限定されるものではなく、例え
ば、出力電流値，出力電圧値により出力の異常を判別す
る形で実施することもできる。
【００３４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
出力の異常解消後における、第１のスイッチング電源の
スイッチング再開の際、過大な高電圧出力が発生し、電
源装置又は負荷を破損することがなくなる。
出力の異常解消後における、第１のスイッチング電源の
スイッチング再開の際、過大な高電圧出力が発生し、電
源装置又は負荷を破損することがなくなる。
【図１】 第１実施例の回路図
【図２】 第２実施例の回路図
【図３】 ＰＷＭデューティ制限設定端子の説明図
【
図４】 第３実施例の回路図
図４】 第３実施例の回路図
【図５】 第４実施例の回路図
【図６】 従来例のブロック図
１，２ ＩＣ
３ ＤＣ−ＡＣコンバータ・トランス４ ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ・トランス７，８ 積分回路
Ｃコンバータ・トランス７，８ 積分回路
Claims (3)
- 【請求項１】 第１のスイッチング電源と、該第１の
スイッチング電源の出力を基準値と比較した比較信号で
制御され該第１のスイッチング電源を付勢する第２のス
イッチング電源とを備えた電源装置であって、前記第１
のスイッチング電源の出力の異常を判別する異常判別手
段と、該異常判別手段の出力に応じて前記第１のスイッ
チング電源のスイッチング動作を停止させる第１のスイ
ッチング停止手段と、前記異常判別手段の出力に応じて
前記第２のスイッチング電源のスイッチング動作を停止
させる第２のスイッチング停止手段とを備えたことを特
徴とする電源装置。 - 【請求項２】 第１のスイッチング電源と、該第１の
スイッチング電源の出力を基準値と比較した比較信号で
制御され該第１のスイッチング電源を付勢する第２のス
イッチング電源とを備える電源装置であって、前記第１
のスイッチング電源の出力の異常を判別する異常判別手
段と、該異常判別手段の出力に応じて前記第１のスイッ
チング電源のスイッチング動作を停止させる第１のスイ
ッチング停止手段と、前記第１のスイッチング電源のス
イッチング動作の停止状態を判別する停止状態判別手段
と、該停止状態判別手段の出力に応じて前記第２のスイ
ッチング電源のスイッチング動作を停止させる第２のス
イッチング停止手段とを備えたことを特徴とする電源装
置。 - 【請求項３】 第１のスイッチング電源と、該第１の
スイッチング電源の出力を基準値と比較した比較信号で
制御され該第１のスイッチング電源を付勢する第２のス
イッチング電源とを備える電源装置であって、第１のス
イッチング電源の出力の異常を判別する異常判別手段と
、該異常判別手段の出力に応じて前記第２のスイッチン
グ電源のスイッチング動作を停止させる第１のスイッチ
ング停止手段と、前記第２のスイッチング電源のスイッ
チング動作の停止状態を判別する停止状態判別手段と、
該停止状態判別手段の出力に応じて前記第１のスイッチ
ング電源のスイッチング動作を停止させる第２のスイッ
チング停止手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3114312A JP3056818B2 (ja) | 1991-05-20 | 1991-05-20 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3114312A JP3056818B2 (ja) | 1991-05-20 | 1991-05-20 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04344176A true JPH04344176A (ja) | 1992-11-30 |
| JP3056818B2 JP3056818B2 (ja) | 2000-06-26 |
Family
ID=14634711
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3114312A Expired - Fee Related JP3056818B2 (ja) | 1991-05-20 | 1991-05-20 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3056818B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009516923A (ja) * | 2005-11-22 | 2009-04-23 | オスラム ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | Ｌｅｄセルを駆動するための装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6055128B1 (ja) * | 2016-02-19 | 2016-12-27 | 富永 一 | 襟台用襟台カバーと袖口用袖口カバー。 |
-
1991
- 1991-05-20 JP JP3114312A patent/JP3056818B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009516923A (ja) * | 2005-11-22 | 2009-04-23 | オスラム ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | Ｌｅｄセルを駆動するための装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3056818B2 (ja) | 2000-06-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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