JPH0433576A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源をチョッパー回路によ−）で直流電
圧に変換し、この信認電圧をインバータ回路によって高
周波電圧に変換し、て負荷に供給する電源装置に関する
ものである。 １従来の技術］ 従沫例−１− 第６図は従来例の回路図である４交流電源ＶＳの交流電
圧は、インダクタ［−３とコンデンサＣ１よりなるフィ
ルター回路１を介して、ダイオード［）３〜Ｄ　ａ　、
）：りなる全波整流回路２により全波整流され、入力力
率改善用のチョッパー回路３に入力される。このチョッ
パー回路３は、昇圧型のチョッパー回路てあり、全波整
流回路２の直流出力端にインダクタ１．２とトランジス
タＱ３の直列回路を接続し、トランジスタＱ３の両端に
逆流ＩＵＪ止用のタイオードＩ）７を介して、’１．ｉ
滑川コンデンザＣ２を接続したものである。トランジス
タＱ、は図示しないトライフ回路により高速でスイッチ
ングされる。 まず、）・ランジスタＱ３かオンされると、全波整流回
路２の直流出力端をインダクタ［，２て短絡することに
なる。これにより、インダクタＬ２に流れる電流は、全
波整流回路２の直流出力電圧の大きさに比例した傾きで
増加し、インダクタＬ２にエネルギーが蓄えられて行く
。次に、トランジスタＱ３がオフされると、インダクタ
Ｌ２のエネルキーは放出され、タイオーＩ−Ｄ７を介し
てコンデンサ０２を充電する。このとき、コンデンサＣ
２には、全波整流回路２の直流出力電圧にインダクタＬ
２の両端に生じる電圧を加えた電圧が充電されるので、
コンデンサＣ２には交流電源Ｖｓのピーク値よりも高い
直流電圧を得ることができる。また、コンデンサＣ２に
充電電流が流れている期間か長いので、コンデンサＣ２
の電圧は十分に平滑化される。 このように、トランジスタＱ、を高速てオン・オフさせ
ることで、インダクタＬ２を介して交流電源Ｖｓから常
に入力電流を流ずことができ、インダクタＬ２の電流波
形は包路線が正弦波状となる。これをフィルター回路１
て電流が連続的になるようにフィルタリンクすれば、入
力電流は入力＝３− 電圧と同相の正弦波となり、入力力率はほぼ］となる。 また、入力電流の歪率は小さくなり、高調波成分が少な
くなる。ここで、フィルター回路１はインダクタ１．．
１とコンデンサＣ１よりなるローパスフィルタにて構成
され、商用交流周波数に対しては低インピータンスを呈
し、トランジスタＱ３のスイッチング周波数に対しては
高インピーダンスを呈するように回路定数を設定しであ
る。 次に、コンデンサＣ２に得られた直流電圧はインバータ
回路４に供給される。コンデンサｃ２の両端には、トラ
ンジスタＱ、、Ｑ２の直列回路と、コンデンサＣ５，Ｃ
６の直列回路が並列的に接続されている。各１〜ランジ
スタＱ、、Ｑ、には、ダイオードＤ、、Ｄ２が逆並列接
続されている。１ヘランシスタＱ、、Ｑ２の接続点とコ
ンデンサＣｓ　、　Ｃ−の接続点の間には、負荷回路が
接続されている。この負荷回路は、コンデンサｃ４を並
列接続され、インダクタ■−７３を直列接続された熱陰
極型の放電灯１ａよりなる。コンデンサＣ１は放電灯Ｎ
ａのフィラメントの非電源側に並列接続されており、イ
ンダクタＬ３とＬＣ直列共振回路を構成すると共に、フ
ィラメントの予熱電流を流す電流経路を構成する。 トランジスタＱ、、Ｑ２は制御回路Ｓにより高速度で交
互にオン・オフするように駆動される。まず、トランジ
スタＱ１がオン状！ぶて１〜ランジスタＱ２がオフ状態
であるときには、コンデンサＣ５からトランジスタＱ１
を介して負荷回路に一方向に電流か流れる。次に、トラ
ンジスタＱ１がオフ状態てトランジスタＱ、がオン状態
であるときには、コンデンサＣ６からトランジスタＱ２
を介して負荷回路に逆方向に電流が流れる。したがって
、負荷回路には高周波電力が供給されるものである。以
上によりハーフブリッジ式のインバータ回路４が構成さ
れている。なお、入力側にチョッパー回路３を設けたこ
とにより、コンデンサＣ２に得られる電圧はほぼ完全に
平滑された直流電圧となるので、負荷回路に印加される
高周波電圧の包絡線はフラッ１へになる。 この従来例においては、チョッパー回路３のインダクタ
Ｌ２の２次巻線電圧てダイオードＤ８を介してコンデン
サＣ３を充電することにより、インバータ回路４の制御
回路Ｓの電源電圧Ｖｃｃを得ている。この電源方式では
、全波整流回路２の出力を直接に抵抗分圧して電源電圧
Ｖｃｃを得る抵抗降圧方式に比べると、電力損失が非常
に少なく、効率が良いという利点がある。しかしながら
、電源投入直後はチョッパー回路３が動作していないの
で、電源電圧Ｖｃｃはセロてあり、チョッパー回路３が
動き始めた後に電源電圧Ｖｃｃが上昇する。このため、
何らかの起動回路を用いてチョッパー回路３の１〜ラン
シスタＱ３を動作さぜる必要がある。 さらに、この従来例ではチョッパー回路３のトランジス
タＱ３のトライフ回路もコンデンサｃ３がら電源供給を
受けることになるのて、制御用の電源電圧Ｖｃｃの容量
は十分に大きくする必要がある。 したがって、インダクタＩ−２の２次巻線ｎ２の巻数を
増す必要があり、コスＩ〜上昇につながるという問題か
あった。また、この従来例では、チョッパー回路３て一
旦直流電圧を得て、その後、別途膜すなインバータ回路
４て高周波電圧に変換してぃるのて、使用素子数か多く
なり、電力損失が太きくなったり、構成が複雑になった
りするという問題もある６ 鉾米デー？− 第７図は他の従来例の回路図である。この回路にあ・っ
ては、全波整流回路とインバータ回路の間のチョッパー
回路を省略して、全波整流回路の直流出力端に平滑用コ
ンデンサＣ２を直結し、このコ〉′デンザＣ２に制御回
ｉ￥８８の電源用コンデンサ０３を直列的に接続し７て
いる。これにより、電源投入直後に、交流電源Ｖｓの半
周期以内にコンデンサＣ、！、Ｃ３が充電されるので、
従来例１に比べると、制御回路Ｓの電源電圧Ｖｃｃの立
ち十がり時間は知い。し５かしながら、この方式では、
全波整流回路の直流出力端に甲滑用コンデンザＣ２を直
結しているので、入力電流歪みが大きく、入力力率が低
いという欠点がある。また、入力側にチョッパー回路を
挿入ｔ、、　／：：場合には、チョッパー制御用の電源
も必要となり、制御用電源の容量を大きくする必要かあ
る。これ（」、コンデンサ（３の容Ｍ〜を大きくするこ
とにつながり、コスト上昇を招くという問題があった。 ［発明か解決１．ようとする課題］ 本発明は−Ｊ−述のような点に鑑みてなされたものて゛
あり、その［１的とするところは、ヂＥｌツバー回路と
インバータ回路を組み音わせた電源装置において、制御
用電源の立ち土かり時間を短くすると共に、制御用電源
の容量も小さくて済むような回路構成を提供することに
ある。 ［課題を解決するための手段］ 本発明に係る電源装置にあっては、上記の課題を解決す
るｔ二めに、第１図に示すように、交流電源Ｖ！Ｘをイ
ンダクタ■−７２の１次巻線＋＋、を介して入力とし、
トランジスタＱ、、Ｑｈをオン・オフさせて平滑用コ）
・デンザに直流電圧を出力するデミ１ツバ−回路と、上
記直流電圧を入力とし、１〜ランジスタＱ　、　、　Ｑ
、　２をオ〉・オフさせて負荷２に高周波電圧を出力す
るインバータ回路とをイ口〜、Ｌ記ヂョッパー回路とイ
ンバータ回路が１−ランジスタＱ　＋　、　Ｑ　２を共
用する電源装置において、Ｌ記平滑用コンテンリーは′
／シ個以測量ノ）コンデンサＣｓ　、　Ｃａ　、　（２
＋＋の直列接続、Ｊ、りなり　そのうち１つのコ〉′デ
ンザＣ１を制御回路Ｓの電源用：１ンデンザＣ３とＬで
共用１−７、十−記・イ゛／タ°クタＬ、丙２次巻線１
１□に発生ずる電圧゛く上記制御回路Ｓの電源用コンデ
ンサｃ、ｌを７ｊ電４−る回路をイｌｊ１える４−どを
特徴どするなお、第１図では、１−′ンンジスタＱ　、
　、　Ｑ　２どｊ７てパワーＭ　ＯＳ　ｌ−ノンシスク
を使用し７ているが、バイポーラトランジスタその他の
スイッチング素子であく）ζも構わない。ま／：：、、
チョッパー回路どインハ−り回路は少なくとも１個のス
イッチ〉・り素子を共用し、ていわば良い。 ［作用−１ 本発明にあっ

【は、このように、デミ１ツバ−回路の平
滑ｒｆｌ　：ｙンデンーリ−を２測具１−のコンデンサ
ｃ、。 Ｃ６，ＣＩの直列接続て゛構成し、そのうｊう１つのコ
ンデンサＣａを制御回路Ｓの電源用コンデンサｃＪと１
７で兼用しなので、電源段人後、交流電源Ｖｓの半周期
以内に制御用の電源電圧Ｖｃｃが立ち−にがる。また、
電源用コンデンサＣ３は平滑用コンデンサの一部と１．
てチョッパー回路の出力により充電されるのみならず、
チョッパー回路のインダク９Ｉ−７，！の２次巻線＋１
２の出ｊ）によっても充電されるので　」分な充電電流
を効率良く確渫することがζき　し、かもチョッパー回
路とインバータ回路は少なくども１個のスイッチンク゛
素了を兼用しているので、電源ｉｆｆ　＝ｒンデンザ（
−，の容量は小さくすることができる。シ／：：が−）
て、コスト十−胃を招くことはない。 ［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である、以下、そ
の回路構成について説明する。）・ランニ゛スタ（１）
　、　、　Ｑ　、はバ’７−　Ｍ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔよ
りなる。トランジスタＱ１のソースは２トランジスタＱ
２のトレインに接続さｉ（ている。！−ランジ人夕Ｑ１
．Ｑ２のドＬ・イン及びソースには、ダ、イオー１へＤ
　１．　Ｄ　。 のカソード及びアノードが人々接続されている。 このダ・イオーＦ　ｖ　！、　［）２はパワＭ　ＯＳ　
Ｆ　Ｅ　Ｔに内蔵された寄ノ１−の逆並列ダイオ−ドで
代用することができるのて、破線で示すように省略して
も横わない。１〜ランジスタＱ、のゲート　ソース間に
は、第１の矩形波信号が制御回路Ｓから入力されており
、ｌ・ランシスタＱ２のゲー１〜・ソース間には、第１
の矩形波信号が高レベルのときに低レベルとなり、第１
の矩形波信号が低レベルのときに高レベルとなる第２の
矩形波信号が制御回路Ｓから入力されている。これによ
り、１〜ランジスタＱ１゜Ｃ２は交互にオン　オフされ
る。１ヘランジスタＱ１のトレインにはダイオードＤ３
のカソードが接続され、ダイオ−Ｉ−Ｄ　３のアノード
はダイオードＤ。 のカソードに接続され、ダイオードＤ、のアノードはト
ランジスタＱ２のソースに接続されている。 １〜ランシスタＱ１のトレインには、コンデンサＣ５の
一端か接続され、コンデンサＣ５の他端はコンデンサＣ
６の一端に接続され、コンデンサＣ６の他端はコンデン
サＣ３を介してＩ・ランシスタＱ２のソースに接続され
ている。１〜ランジスタＱ、、Ｃ２の接続点とコンデン
サＣ１，Ｃ６の接続点の間には、負荷Ｚが接続されてい
る。本実施例では、負荷２として白熱電球のような抵抗
素子を用いているものとするか、誘導性リアクタンスや
容策性リアクタンスを含んでいても良い。トランジスタ
Ｑ、、Ｑ２の接続点は交流電源Ｖｓの一端に接続されて
いる。 交流電源Ｖｓの他端は、インダクタＬ　１．　Ｌ　２を
介して、タイオードＤ３．ＤＪの接続点に接続されてい
る。インダクタｒ−，、、Ｔ−２の接続点と交流電源Ｖ
ｓの一端との間には、コンデンサＣ３が接続されている
。インタ゛クタＬ１とコンデンサＣ１はフィルター回路
を構成している。また、１ヘランジスクＱ、、Ｃ２とタ
イオートＤ　、　、　ｌ）　２及びコンデンサｃ５．ｃ
６は、ダイオ−１〜Ｄ　３．　Ｉ）　、及びインダクタ
１．．２と共にチョッパー回路を構成し、且つ負荷Ｚと
共にインバータ回路を構成している。また、チョッパー
回路のインダクタＴ−２には２次巻線＋１２が設剪られ
ており、その出力電圧はダイオードＩ）５〜Ｄ８よりな
る全波整流回路により整流されてコンデンサｃ３に印加
される。このコンデンサＣ７の電圧Ｖｃｃは、制御回路
Ｓの動作電源とされている。 以下、本実施例の動作について説明する。 交流電源Ｖｓが投入されると、タイオーＦ　Ｄ　、〜Ｄ
４よりなる全波整流回路を介してコンデンサＣ５゜Ｃ６
，Ｃ３か充電され、制御回路Ｓの電源用コンデンサＣ３
の電圧は交流電源Ｖｓの半周期以内に立ち上がる。この
コンデンサＣ３の電圧Ｖｃｃを動作電源として制御回路
Ｓか動作を開始し、トランジスタＱ、、Ｑ２が交互にオ
ン・オフされることにより、チョッパー回路におけるイ
ンダクタＴ−２の１次巻線ｎ１に電流が流れて、その２
次巻線口、に誘起される電圧によりコンデンサＣ３が充
電される。これにより制御回路Ｓは動作を続けることが
でき、トランジスタＱ、、Ｃｈは交互にオン・オフする
ようにスイッチングされる。 まず、交流電源Ｖｓか正の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ１がオンすると、インダクタＬ２、ダイオ−Ｆ
　Ｄ　３．１〜ランシスタＱ１を通る経路で交流電源Ｖ
ｓからインダクタＬ２に電流が流れ、その電流値は入力
交流電圧の瞬時値に比例した傾きで増加していく。この
とき、１〜ランシスタＱ１はインバータ用のスイッチン
グ素子としても機能し、コンデンサＣ９からトランジス
タＱ１を介して負荷Ｚに電流を流す。 次に、トランジスタＱ１かオフすると、インダクタＬ２
、夕゛イオートＤ３、コンデンサｃ５、負荷Ｚ、交流電
源Ｖｓを通る経路、並びに、インダクタＬ２、タイオー
Ｆ　Ｄ　３、コンデン−＋ｆＣ、Ｃ６，Ｃ３、ダイオー
ドＤ２、交流電源Ｖｓを通る経路て、インダクタＬ２の
エネルキーが放出され、コンデンサＣ５及びＣ６，Ｃ３
を充電する。このとき、１〜ランジスタＱ２かオンして
おり、コンデンサＣ６，Ｃ＊がら負荷Ｚ、トランジスタ
Ｑ２を通る経路で、上記とは逆方向に負荷Ｚに電流を流
す。 このように、交流電源Ｖｓが正の半サイクルでは、１ヘ
ランジスタＱ１がチョッパー用のスイッチ　　　′ツク
素子とインバータ用のスイッチング素子を兼ねて、１〜
ランジスタＱ、はインバータ用のスイッチング素子とし
てたけ機能する。 次に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ２がオンすると、交流電源Ｖｓ、トランジスタ
Ｑ２、タイオーＦ　Ｄ　＜、インダクタＬ２を通る経路
で、インダクタＬ、に電流が流れ、その電流値は入力交
流電圧の瞬時値に比例した傾きで増加して行く。このと
き、トランジスタＱ２はインバータ用のスイッチング素
子としても機能し、コンデンサＣｓ　、　Ｃ３から負荷
Ｚ、Ｉ〜ランシスタＱ２を通る経路で負荷Ｚに電流を流
す。 次に、Ｉ・ランジスタＱ２がオフすると、交流電源ＶＳ
、負荷Ｚ、コンデンサＣ６，Ｃ３、タイオードＤ４、イ
ンダクタＬ、を通る経路、並びに、交流電源Ｖｓ、タイ
オードＤ１、コンデンサＣ、Ｃ６，Ｃ３、タイオートＤ
４、インダクタＬ２を通る経路で、インダクタＬ２のエ
ネルギーが放出され、コンデンサＣ５及びＣ６，Ｃ３を
充電する。このとき、ｌ・ランジスタＱ１がオンしてお
り、コンデンサＣ７がらｌ・ランジスタＱ１を介して、
上記とは逆方向に負荷Ｚに電流を流ず。 このように、交流電源Ｖｓが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ、がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、Ｉ・ラン
ジスタＱ１はインバータ用のスイッチング素子としてだ
け機能する。 したかって、本実施例にあっては、インバータ用スイッ
チング素子がチョッパー用スイッチツク素子を兼ね、且
つ少ない素子数で構成されており、電力損失か少なく、
回路構成も簡単になる。また、本実施例にあっては、交
流電源Ｖｓの半ザイクル毎に各トランジスタＱ、、Ｑ２
が交互にチョッパー用のスイッチング素子として働くの
で、スイッヂツク゛素子１個当たりのストレスが軽減さ
れるという利点かあり、またスイッチング素子（１〜ラ
ンジスタＱ、、Ｑ２）の電力損失のバランスが取れてい
るので、例えは放熱構造は同して良い。さらに、スイッ
チング素子（Ｉ−ランシスタＱ、、Ｑ２）はインバータ
用のスイッチング素子としても動作しているから、別個
にチョッパー用のドライブ回路を設ける必要かなく、ま
た制御回路Ｓの構成も簡単化される。なお、交流電源Ｖ
ｓとインタ゛クタＬ２の間に、フィルター回路を挿入し
て入力電流を連続的にすることにより、入力電流歪率を
低減することができ、また、入力電流を久方電圧と同相
の正弦波にできるので、入力力率はほぼ１となることは
言うまでもない。 ［実施例２］ 第２図は本発明の第２実施例の回路図である。 本実施例にあっては、第１図に示す実施例１の回路にお
いて、負荷Ｚとして放電灯点灯回路を接続したものであ
る。この点灯回路は、蛍光灯のような熱陰極型の放電灯
１ａにコンデン→ｊ−Ｃ４を並列接続すると共に、イン
ダクタＬ３を直列接続したちのてあり、高周波電圧を印
加すると、コンデンサＣ４とインダクタＬ３のＴ−Ｃ直
列共振作用により高い共振電圧が放電灯１ａに印加され
て、放電灯１ａが点灯される。また、予熱時にはコンデ
ンサＣ４に介して流れる電流によりフィラメントが予熱
される。このような熱陰極型の放電灯ｆａの点灯回路を
本発明の電源装置により駆動すれは、電源投入から一定
時間以内に放電灯ｆｆ１ａを点灯させる場きに、フィラ
メントの予熱時間を長く取れるので、放電灯Ｎａの長寿
命化が達成できる。つまり、本発明の電源装置では、電
源投入後、交流電源Ｖｓの半周期以内にはチョッパー回
路及びインバータ回路が発振動作を開始し、放電灯りａ
のフィラメン１〜を予熱し始めるので、限られた予熱時
間でも十分にフィラメン１へを予熱することが可能とな
る。 なお、平滑用コンデンサに含まれる電源用コンデンサＣ
３と他のコンデンサＣ５，Ｃ６の容量は、電源投入直後
に発生ずべき電圧に逆比例するように設定しておりは良
い。 ［実施例３］ 第３図は本発明の第３実施例の回路図である。 本実施例にあっては、インバータ回路を変形ハーフフリ
ッジ式のインバータ（いわゆる直列インバータ）て構成
したものである。実施例１，２と比較すると、３個のコ
ンデンサＣｓ　＋　Ｃ６，ｃ：ｌよりなる平滑用コンデ
ンサを２個のコンデンサＣ６，ＣＧにまとめた点、並び
に、インバータの負荷回路を直流カット用のコンデンサ
ｃ５を介して一方の１〜ランジスタＱ、の両端に並列的
に接続した点が異なり、その他の構成については実施例
１．２と同様である。 ［実施例４］ 第４図は本発明の第４実施例の回路図である。 本実施例にあっては、スイッチング素子にバイポーラ１
〜ランジスタＱ　＋　、　Ｑ　２を用い、コレクタ・エ
ミッタ間にダイオ−１〜Ｄ　＋　、　Ｄ　２を逆並列接
続している。また、インバータ回路の下側のスイッチン
グ素子たるトランジスタＱ、と上側のダイオードＤ１を
チョッパー回路と共用化している。 まず、インバータ回路は、スイッチング素子たる一対の
１〜ランジスタＱ、、Ｑ２と、各トランジスタＱ　＋　
、　Ｑ　２に逆並列接続されたダイオードＤ１．Ｄ２と
、直流カット用のコンデンサＣ５と、限流及び共振用の
インダクタ■−３と、コンデンサＣ４が並列接続された
放電灯九とて構成されており、下側のトランジスタＱ２
の両端に、ココンデン”すＣ６、インダクタＬ３、放電
灯ρａの直列回路を接続して負荷回路が形成されている
。 一方、チョッパー回路は、インダクタＬ２と、インバー
タ回路のトランジスタＱ２と、ダイオ−１〜Ｄ、および
平滑用：１ンデンザＣ２，Ｃ３て構成され、ダイオード
Ｉ）ｌ−Ｄ６よりなる全波整流回路の出力ヲインタタタ
１，２を介してトランジスタＱ２の両端に印加し、平滑
用コンデンサＣ２、Ｃ３の両端電圧をインバータ回路に
お心つる１ヘランジスタＱ、、Ｑ。 の直列回路に印加してあり、チョッパー回路を構成する
スイッヂ手段は、インバータ回路のトランジスタＱ２を
流用して形成されている。また、平滑用コンデンサＣ７
，Ｃ３を充電するための逆流阻止手段もインバータ回路
のタイオートＤ１を流用して形成しである。 １〜ランジスタＱ＋、　Ｑ２のベースに印加されるオン
制御信号は、制御回路Ｓがら供給されており、他動型と
なっている１、制御回路Ｓの動作電源は、コンデンサＣ
３から供給されている。このコンデンサＣ３には、チョ
ッパー回路におけるインダクタｌ−７２の２次巻線１１
２に誘起される出力電圧がタイオーＦ　Ｌ）　ｆｌを介
して供給されている。また、交流電源Ｖｓと全波整流回
路との間にはコンデンサｃ１どインダクタＬ１よりなる
フィルター回路が介挿されている。 交流電源Ｖｓを投入すると、タイオーＦ　Ｄ　３〜ＩＪ
６よりなる全波整流回路て全波整流された電圧が、イン
ダクタＩ−１，とダイオ−Ｆ　Ｄ　ｌを介して平滑用の
コンデンサＣ７，Ｃ，Ｊに充電される。これに、］こり
、コンデンザＣ３から制御回路Ｓ６ご動作電源が供給さ
れζ、制御回路Ｓが動作を開始するのて、１〜ランジス
タＱ、　、　、　Ｑ　、が交互にオン・オフされて、チ
ョッパー回路にｉ召−）るインダクタＬ２の１次巻線ｎ
ｌにはスイ・ソチン・り電流がン汽れる１、これにより
、インタクタＬ、グ〉２次巻線１】２に誘起される電圧
がダイオード１）８を介してコンデンサＣ３に充電され
、以後、コンデンサ（３にはインダクタｌ−７２の２次
巻線ｎ２から充電電流か供給されて、定常動作状態に移
行する。２ 本実施例においても、コンデンサＣ３の電圧は電源投入
後、交流電源Ｖｓの半周期以内に立ち上がるので、予熱
時間が限られていても、放電灯ＮａのフィラメンＩ・に
１−分な予熱電流を流すことができ、放電灯１ａの長寿
命化を達成できる。 ［実施例５１ 第５図は本発明の第５実施例の回路図である。 交流電源Ｖｓには、タイオートＤ３ヘーＤ６よりなる全
波整流回路の交流入力端か電源スィッチＳを介して接続
されている。全波整流回路の直流出力端には、ご７ンデ
ンザ（−１か並列接続されると共に、インダクタＬ１ど
Ｌ２を介１〜で１へランジスタＱ１か並列接続されてい
る。トランジスタＱ、にはタイオート■−）１が逆並列
接続されていると：！上に、ダイオ−Ｆ　Ｄ　、を介し
て昇圧１−ランスＴの１次巻線が接続されている１、昇
圧トランスＴの中間タップはコンデンサＣ２、Ｃ３の直
列接続を介して１〜ランジスタＱ１のエミッタに接続さ
れ′（いる。インダクタｌ−５２θ）２次巻線１１２に
得られる誘起電圧はダイオードＶ）８を介してコンデン
サＣ３に印加される。コンデンサＣ３に襠られる電圧は
、図示しない制御回路に供給されており、この制御回路
により１−ランシスタＱ１がオン・・オフ駆動される。 １〜ランス′１゛の２次巻線には、タイオーｌ−Ｄ　９
．　Ｄ　１ｏよりなる全波整流回路と、インダクタＬ、
４及びコンデンサＣ７よりなる平滑回路を介して負荷抵
抗Ｒが接続されている。これにより、１石式グ）昇圧コ
ンハー夕回路が構成されている。 この実施例においても、電源投入直後にダイオ−Ｆ　Ｄ
　、〜Ｄ６よつなる全波整流回路の整流出力によりコン
デンサＣ２、Ｃ３が交流電源Ｖｓの半周期以内に充電さ
れ、コンデンサＣ３からの電源供給により制御回路が動
作を開始し、１〜ランシスタＱ１がオン・オフ駆動され
る。これにより、インダクタし、の］次巻線ｎ１に断続
電流が流れて、その２次巻線ｎ２に誘起される電圧によ
りコンデンサＣ３が充電される。なお、電源投入直後の
突入電流は、トランスＴと負荷回路のインピータンスに
よって成る程度制限てきる。 ［発明の効果］ 本発明にあっては、チョッパー回路とインバータ回路と
て少なくとも１つのスイッチング素子を兼用する電源装
置において、チョッパー回路の平滑用コンデンサの一部
を制御回路の電源用コンデンサとして使用すると共に、
この電源用コンデンサをチョッパー回路のインダクタの
２次巻線出力により充電するようにしたから、電源投入
後、入力交流電源グ）半周期以内に制御回路の電源か立
ち上がるという効果かあり、また、チョッパー回路とイ
ンバータ回路とてスイッチング素子を少なくとも１つ兼
用しているので、制御回路の消費電流は小さくて済み、
且つ電源用コンデンサはチョッパー回路の出力とインダ
クタの２次巻線出力により充電されるので、電源用コン
デンサの容量やインダクタの２次巻線を小規模なものと
することかでき、コス１への」１昇を抑えることかでき
るという効果かあり、さらにまた、平滑用コンデンサは
チョッパー回路により充電されるのて、交流電源からの
入力電流歪みか低減され、入力力率が改善されると共に
、電源投入Ｉｂの突入電流も緩和することかできるとい
う優れた効果かある。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は本発明
の第２実施例の回路図、第３図は本発明の第３実施例の
回路図、第４図は本発明の第４実施例の回路図、第５図
は本発明の第５実施例の回路図、第６図は従来例の回路
図、第７図は他の従来例の回路図である。 Ｖｓは交流電源、１−２はインダクタ、Ｑ、、Ｑ２は１
−ランジスタ、Ｃ３，ｃ５．Ｃｒはコンデンサ、ｎ　２
１よ２次巻線、Ｄ１〜Ｄ、はタイオート、Ｓは制御回路
、２は負荷である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源をインダクタンス素子を介して入力とし
   、スイッチング素子をオン・オフさせて平滑用コンデン
   サに直流電圧を出力するチョッパー回路と、上記直流電
   圧を入力とし、スイッチング素子をオン・オフさせて負
   荷に高周波電圧を出力するインバータ回路とを有し、上
   記チョッパー回路とインバータ回路が少なくとも１個の
   スイッチング素子を共用する電源装置において、上記平
   滑用コンデンサは２個以上のコンデンサの直列接続より
   なり、そのうち１つのコンデンサを制御回路の電源用コ
   ンデンサとして共用し、上記インダクタンス素子に設け
   た２次巻線に発生する電圧で上記制御回路の電源用コン
   デンサを充電する回路を備えることを特徴とする電源装
   置。