JPH04330817A - 集積フィルタ回路 - Google Patents
集積フィルタ回路Info
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- JPH04330817A JPH04330817A JP2415793A JP41579390A JPH04330817A JP H04330817 A JPH04330817 A JP H04330817A JP 2415793 A JP2415793 A JP 2415793A JP 41579390 A JP41579390 A JP 41579390A JP H04330817 A JPH04330817 A JP H04330817A
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- Japan
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- filter
- differential
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- inputs
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Links
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims abstract description 8
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims abstract description 8
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims abstract description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 5
- 238000013016 damping Methods 0.000 abstract description 21
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
- H03H11/0433—Two integrator loop filters
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、フィルタに関し、かつ
、より特定的には、差動トランスコンダクタンス増幅器
を利用する集積回路形式において実現するのに適したフ
ィルタに関する。
、より特定的には、差動トランスコンダクタンス増幅器
を利用する集積回路形式において実現するのに適したフ
ィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】米国特許第３，６９２，６５０号におい
て開示されている形式の利得を変えることができるトラ
ンスコンダクタンス増幅器を利用する従来技術のフィル
タが知られている。これらのフィルタはシングルエンデ
ッド構成におけるトランスコンダクタンス増幅器を利用
しかつ一般的にはそれによりフィルタセルを形成するた
めに出力の間に結合された積分容量を含んでいる。フィ
ルタセルを縦続接続する（ｃａｓｃａｄｅ）ことにより
多重フィルタが得られこれは、例えば、ビデオ信号ろ波
を提供するために利用できる。例えば、直列的に接続さ
れた一対のシングルエンデッド形式のトランスコンダク
タンス増幅器を備えた２極（ｔｗｏ−ｐｏｌｅ）フィル
タがコンシューマエレクトロニクスに関するＩＥＥＥ紀
要、１９８６年８月、Ｖｏｌ．ＣＥ−３２、＃３、に示
されている。該２極フィルタの出力から個々のフィルタ
セルにフィードバックが与えられている。
て開示されている形式の利得を変えることができるトラ
ンスコンダクタンス増幅器を利用する従来技術のフィル
タが知られている。これらのフィルタはシングルエンデ
ッド構成におけるトランスコンダクタンス増幅器を利用
しかつ一般的にはそれによりフィルタセルを形成するた
めに出力の間に結合された積分容量を含んでいる。フィ
ルタセルを縦続接続する（ｃａｓｃａｄｅ）ことにより
多重フィルタが得られこれは、例えば、ビデオ信号ろ波
を提供するために利用できる。例えば、直列的に接続さ
れた一対のシングルエンデッド形式のトランスコンダク
タンス増幅器を備えた２極（ｔｗｏ−ｐｏｌｅ）フィル
タがコンシューマエレクトロニクスに関するＩＥＥＥ紀
要、１９８６年８月、Ｖｏｌ．ＣＥ−３２、＃３、に示
されている。該２極フィルタの出力から個々のフィルタ
セルにフィードバックが与えられている。
【０００３】これらの形式のフィルタのダンピングファ
クタが、その他の特性の中で該フィルタの通過帯域およ
び帯域外カットオフを制御するために、制御できること
が望ましい。この要望はシングルエンデッド構成のトラ
ンスコンダクタンス増幅器を使用する従来技術のフィル
タでは制限されている。このような形式のフィルタにお
いて、ダンピングファクタを変えるためには、増幅器の
ｇｍの比あるいは積分容量の容量比を変えなければなら
ないが、それはダンピングファクタはそれらの関数であ
るからである。大部分の従来技術のそのようなフィルタ
においては、トランスコンダクタンス増幅器の各々のｇ
ｍは互いに等しくされ、これはダンピングファクタを制
御するためには積分容量の比率が変えられなければなら
ないことを意味する。
クタが、その他の特性の中で該フィルタの通過帯域およ
び帯域外カットオフを制御するために、制御できること
が望ましい。この要望はシングルエンデッド構成のトラ
ンスコンダクタンス増幅器を使用する従来技術のフィル
タでは制限されている。このような形式のフィルタにお
いて、ダンピングファクタを変えるためには、増幅器の
ｇｍの比あるいは積分容量の容量比を変えなければなら
ないが、それはダンピングファクタはそれらの関数であ
るからである。大部分の従来技術のそのようなフィルタ
においては、トランスコンダクタンス増幅器の各々のｇ
ｍは互いに等しくされ、これはダンピングファクタを制
御するためには積分容量の比率が変えられなければなら
ないことを意味する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来技術において直面
する問題は１／２の値からかなり異なるダンピングファ
クタを得るためには容量比の大きな変更を要することで
あり、これはもしこれらの形式のフィルタが集積回路形
式で製造されるべき場合には達成不可能であろう。ある
いは、ｇｍ値の比率の変更はｇｍの変化の場合における
該比率に対する貧弱な制御を引き起こす。
する問題は１／２の値からかなり異なるダンピングファ
クタを得るためには容量比の大きな変更を要することで
あり、これはもしこれらの形式のフィルタが集積回路形
式で製造されるべき場合には達成不可能であろう。ある
いは、ｇｍ値の比率の変更はｇｍの変化の場合における
該比率に対する貧弱な制御を引き起こす。
【０００５】従って、縦続接続されたトランスコンダク
タンス増幅器段を使用する少なくとも２極のフィルタを
集積回路形式で実現し、この場合ダンピングファクタが
容量比の大きな値を必要とすることなく制御できるよう
にする必要性が生じる。
タンス増幅器段を使用する少なくとも２極のフィルタを
集積回路形式で実現し、この場合ダンピングファクタが
容量比の大きな値を必要とすることなく制御できるよう
にする必要性が生じる。
【０００６】従って、本発明の目的は改良された集積化
可能なフィルタを提供することにある。
可能なフィルタを提供することにある。
【０００７】本発明の他の目的は、差動トランスコンダ
クタンス増幅器段から成る差動積分フィルタを提供する
ことにある。
クタンス増幅器段から成る差動積分フィルタを提供する
ことにある。
【０００８】本発明のさらに他の目的は、差動積分フィ
ルタのためのフィルタセルを提供することにある。
ルタのためのフィルタセルを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するたの手段および作用】上述のおよび他
の目的に従い、集積回路化されたフィルタが提供され、
該フィルタは、一対の縦続接続された差動トランスコン
ダクタンス増幅器を備え、その対の最初のものの差動出
力は結合用抵抗を介して第２のものの差動入力に結合さ
れておりかつ最初のものの差動入力は入力結合抵抗を介
して前記フィルタの入力に結合されている。第２のトラ
ンスコンダクタンス増幅器の差動出力はともに前記フィ
ルタの出力に結合されかつ２つの増幅器の差動入力にフ
ィードバックされて複数の入力を提供し、それにより前
記フィルタのダンピングファクタが入力抵抗値のフィー
ドバック抵抗値に対する比率を変えることによりフィル
タ周波数の伝達関数の形を調整するために制御可能とな
りこの場合前記ダンピングファクタは前記フィルタの固
有共振周波数に独立である。
の目的に従い、集積回路化されたフィルタが提供され、
該フィルタは、一対の縦続接続された差動トランスコン
ダクタンス増幅器を備え、その対の最初のものの差動出
力は結合用抵抗を介して第２のものの差動入力に結合さ
れておりかつ最初のものの差動入力は入力結合抵抗を介
して前記フィルタの入力に結合されている。第２のトラ
ンスコンダクタンス増幅器の差動出力はともに前記フィ
ルタの出力に結合されかつ２つの増幅器の差動入力にフ
ィードバックされて複数の入力を提供し、それにより前
記フィルタのダンピングファクタが入力抵抗値のフィー
ドバック抵抗値に対する比率を変えることによりフィル
タ周波数の伝達関数の形を調整するために制御可能とな
りこの場合前記ダンピングファクタは前記フィルタの固
有共振周波数に独立である。
【００１０】
【実施例】第１図を参照すると、本発明に係わる２極フ
ィルタ１０が示されており、該フィルタは縦続接続され
た差動トランスコンダクタンス増幅器段１２および１４
を使用し、これらの増幅器段の各々は以下により詳細に
説明されるように個々のフィルタセルを形成する。フィ
ルタ１０は、理解されているように、固有共振周波数（
ｗｎ）およびダンピングファクタ（ｚ）を有し、これら
の内の後者のものはフィルタ応答を制御する。ｚの振幅
を制御することにより、フィルタはよく理解されている
ように所定の通過帯域およびカットオフ周波数をもつよ
うにすることができる。フィメルタ１０は、入力１６お
よび１８において差動入力電圧信号Ｖｉｎおよび＊Ｖｉ
ｎを受け、これらの信号は入力抵抗２０および２２を介
してトランスコンダクタンス増幅器１２のそれぞれ非反
転および反転入力に結合されている。なおここで＊の記
号は信号の反転を意味し、例えば信号＊Ｖｉｎは信号Ｖ
ｉｎの反転信号とする。増幅器１２で構成される第１の
フィルタセルの積分容量は容量２６および２８によって
形成され、これらは増幅器１２の出力間に直列接続され
それらの間の相互接続点はグランド基準に結合されてい
る。増幅器１２の相補出力はバッファ増幅器３０および
３４そして入力抵抗３２および３６を介してトランスコ
ンダクタンス増幅器１４のそれぞれの差動入力に結合さ
れている。同様にして、一対の直列接続された容量３８
および４０が増幅器１４の相補出力間に結合されており
、それらの容量の間の相互接続点はグランドに戻されて
いる。増幅器１４の出力はまたバッファ増幅器４２およ
び４４を介してそれぞれのフィルタ出力４６および４８
に結合されている。フィルタ１０の出力はフィードバッ
ク抵抗５０，５２および５４，５６を介して個々のフィ
ルタセルにフィードバックされている。トランスコンダ
クタンス増幅器１２および１４は関連するトランスコン
ダクタンスｇｍ１およびｇｍ２を有する。
ィルタ１０が示されており、該フィルタは縦続接続され
た差動トランスコンダクタンス増幅器段１２および１４
を使用し、これらの増幅器段の各々は以下により詳細に
説明されるように個々のフィルタセルを形成する。フィ
ルタ１０は、理解されているように、固有共振周波数（
ｗｎ）およびダンピングファクタ（ｚ）を有し、これら
の内の後者のものはフィルタ応答を制御する。ｚの振幅
を制御することにより、フィルタはよく理解されている
ように所定の通過帯域およびカットオフ周波数をもつよ
うにすることができる。フィメルタ１０は、入力１６お
よび１８において差動入力電圧信号Ｖｉｎおよび＊Ｖｉ
ｎを受け、これらの信号は入力抵抗２０および２２を介
してトランスコンダクタンス増幅器１２のそれぞれ非反
転および反転入力に結合されている。なおここで＊の記
号は信号の反転を意味し、例えば信号＊Ｖｉｎは信号Ｖ
ｉｎの反転信号とする。増幅器１２で構成される第１の
フィルタセルの積分容量は容量２６および２８によって
形成され、これらは増幅器１２の出力間に直列接続され
それらの間の相互接続点はグランド基準に結合されてい
る。増幅器１２の相補出力はバッファ増幅器３０および
３４そして入力抵抗３２および３６を介してトランスコ
ンダクタンス増幅器１４のそれぞれの差動入力に結合さ
れている。同様にして、一対の直列接続された容量３８
および４０が増幅器１４の相補出力間に結合されており
、それらの容量の間の相互接続点はグランドに戻されて
いる。増幅器１４の出力はまたバッファ増幅器４２およ
び４４を介してそれぞれのフィルタ出力４６および４８
に結合されている。フィルタ１０の出力はフィードバッ
ク抵抗５０，５２および５４，５６を介して個々のフィ
ルタセルにフィードバックされている。トランスコンダ
クタンス増幅器１２および１４は関連するトランスコン
ダクタンスｇｍ１およびｇｍ２を有する。
【００１１】印加された入力信号Ｖｉｎおよび＊Ｖｉｎ
に応じて、出力信号Ｖｏｕｔおよび＊Ｖｏｕｔがフィル
タの共振周波数およびダンピングファクタの関数である
フィルタ応答に従って出力４６および４８に生成される
。後に述べるように、フィルタ１０を形成するために（
入力レジスタおよびフィードバック抵抗を介する）複数
の入力を備えた差動トランスコンダクタンス増幅器を使
用することにより、２極フィルタは変化できる周波数伝
達関数を提供する。周波数伝達関数は固有共振周波数お
よびダンピングファクタを変えることにより制御できる
。
に応じて、出力信号Ｖｏｕｔおよび＊Ｖｏｕｔがフィル
タの共振周波数およびダンピングファクタの関数である
フィルタ応答に従って出力４６および４８に生成される
。後に述べるように、フィルタ１０を形成するために（
入力レジスタおよびフィードバック抵抗を介する）複数
の入力を備えた差動トランスコンダクタンス増幅器を使
用することにより、２極フィルタは変化できる周波数伝
達関数を提供する。周波数伝達関数は固有共振周波数お
よびダンピングファクタを変えることにより制御できる
。
【００１２】図２に移ると、フィルタ１０の各フィルタ
セルが広帯域トランスコンダクタンス増幅器６０を含む
ものとして示されており、該広帯域トランスコンダクタ
ンス増幅器６０は差動的に接続されたトランジスタ６２
および６４を有し、これらのトランジスタのエミッタは
テイル（ｔａｉｌ）電流ＩＴを吸引する電流源６６に結
合されている。これら２つのトランジスタのベース電極
は該増幅器の反転および非反転入力に結合されており、
一方コレクタは電流源６８および７０を介して７２にお
けるＶｃｃに戻されており、電流源６８および７０の各
々はＩＴの２分の１に等しい電流を供給する。電流ＩＤ
を供給する電流源８０は導体７２および一対のダイオー
ド７４および７６のアノードに結合されており、これら
のダイオードのカソードはそれぞれトランジスタ６２の
ベースおよびトランジスタ６４のベースに戻されている
。各ダイオード７４および７６はそれぞれの電流源８２
および８４に結合されており。これらの電流源の双方は
電流源８０によって供給される電流の２分の１、すなわ
ち、ＩＤ／２、である電流を吸引する。個々のフィルタ
セルの各増幅器６０への複数の入力は関連する入力抵抗
２０，２２または３２，３６および関連するフィードバ
ック抵抗５０，５４または５２，５６を通して供給され
る。
セルが広帯域トランスコンダクタンス増幅器６０を含む
ものとして示されており、該広帯域トランスコンダクタ
ンス増幅器６０は差動的に接続されたトランジスタ６２
および６４を有し、これらのトランジスタのエミッタは
テイル（ｔａｉｌ）電流ＩＴを吸引する電流源６６に結
合されている。これら２つのトランジスタのベース電極
は該増幅器の反転および非反転入力に結合されており、
一方コレクタは電流源６８および７０を介して７２にお
けるＶｃｃに戻されており、電流源６８および７０の各
々はＩＴの２分の１に等しい電流を供給する。電流ＩＤ
を供給する電流源８０は導体７２および一対のダイオー
ド７４および７６のアノードに結合されており、これら
のダイオードのカソードはそれぞれトランジスタ６２の
ベースおよびトランジスタ６４のベースに戻されている
。各ダイオード７４および７６はそれぞれの電流源８２
および８４に結合されており。これらの電流源の双方は
電流源８０によって供給される電流の２分の１、すなわ
ち、ＩＤ／２、である電流を吸引する。個々のフィルタ
セルの各増幅器６０への複数の入力は関連する入力抵抗
２０，２２または３２，３６および関連するフィードバ
ック抵抗５０，５４または５２，５６を通して供給され
る。
【００１３】縦続接続されたシングルエンデッド形式の
トランスコンダクタンス増幅器を用いた従来技術のフィ
ルタを思い起こすと、ダンピングファクタｚは、
ｚａ｛（Ｃ１ｇｍ２）／（Ｃ２ｇｍ１）｝１
／２ （１）の関数であること
が示され、かつ固有共振周波数は、 ｗ
ｎ＝｛（ｇｍ１ｇｍ２）／（ｃ１ｃ２）｝１／２
（２）である。
トランスコンダクタンス増幅器を用いた従来技術のフィ
ルタを思い起こすと、ダンピングファクタｚは、
ｚａ｛（Ｃ１ｇｍ２）／（Ｃ２ｇｍ１）｝１
／２ （１）の関数であること
が示され、かつ固有共振周波数は、 ｗ
ｎ＝｛（ｇｍ１ｇｍ２）／（ｃ１ｃ２）｝１／２
（２）である。
【００１４】従って、フィルタの伝達関数は積分容量Ｃ
１，Ｃ２の比率またはトランスコンダクタンスｇｍ１，
ｇｍ２の比率を調整することにより、ダンピングファク
タを制御して変えることができる。しかしながら、１よ
り大きなダンピングファクタを得るためには、必要とさ
れる容量比はフィルタを集積回路形式で製造するのに適
さないであろう。その上、式１および２からダンピング
ファクタはフィルタの固有共振周波数に独立ではないこ
とがわかる。従って、もしダンピングファクタがフィル
タ応答を制御するために変えられたとすると、該フィル
タの共振周波数もまた影響を受ける。
１，Ｃ２の比率またはトランスコンダクタンスｇｍ１，
ｇｍ２の比率を調整することにより、ダンピングファク
タを制御して変えることができる。しかしながら、１よ
り大きなダンピングファクタを得るためには、必要とさ
れる容量比はフィルタを集積回路形式で製造するのに適
さないであろう。その上、式１および２からダンピング
ファクタはフィルタの固有共振周波数に独立ではないこ
とがわかる。従って、もしダンピングファクタがフィル
タ応答を制御するために変えられたとすると、該フィル
タの共振周波数もまた影響を受ける。
【００１５】図１および図２に戻りかつ簡単のためトラ
ンスコンダクタンス増幅器１４の出力からその入力への
フィードバックを見ると次の式が得られる。一般に、ト
ランスコンダクタンス増幅器のトランスコンダクタンス
、ｇｍ、は、 ｇｍ＝ｉｏ／（Ｖｉｎ−Ｖｏ）
（３）ここで、Ｉｏは該増幅器のコレクタ電流であり、
ＶｉｎおよびＶｏは該増幅器の入力および出力電圧であ
る。
ンスコンダクタンス増幅器１４の出力からその入力への
フィードバックを見ると次の式が得られる。一般に、ト
ランスコンダクタンス増幅器のトランスコンダクタンス
、ｇｍ、は、 ｇｍ＝ｉｏ／（Ｖｉｎ−Ｖｏ）
（３）ここで、Ｉｏは該増幅器のコレクタ電流であり、
ＶｉｎおよびＶｏは該増幅器の入力および出力電圧であ
る。
【００１６】式３を変形しかつ該式をＳ周波数領域で書
くと増幅器１２および１４のトランスコンダクタンスは
次の値に等しくなる。 Ｖ０１＝ｉ０１｛１／（ｓＣ１）｝
＝ｇｍ１（Ｖｉｎ−Ｖ０２
）｛１／（ｓＣ１）｝ （４）
Ｖ０２＝ｉ０２｛１／（ｓＣ２）｝
＝ｇｍ２（Ｖ０１−Ｋ２Ｖ０２）｛１／
（ｓＣ２）｝ （５）
くと増幅器１２および１４のトランスコンダクタンスは
次の値に等しくなる。 Ｖ０１＝ｉ０１｛１／（ｓＣ１）｝
＝ｇｍ１（Ｖｉｎ−Ｖ０２
）｛１／（ｓＣ１）｝ （４）
Ｖ０２＝ｉ０２｛１／（ｓＣ２）｝
＝ｇｍ２（Ｖ０１−Ｋ２Ｖ０２）｛１／
（ｓＣ２）｝ （５）
【００１７】ここで、Ｖ０１およびＶ０２はそれぞれ増
幅器１２および１４の出力に現われる出力電圧であり、
かつｉ０１およびｉ０２は出力電流であり、Ｃ１および
Ｃ２は２つの増幅器の出力における等価積分容量であり
、そしてＫ２はフィードバックファクタである。
幅器１２および１４の出力に現われる出力電圧であり、
かつｉ０１およびｉ０２は出力電流であり、Ｃ１および
Ｃ２は２つの増幅器の出力における等価積分容量であり
、そしてＫ２はフィードバックファクタである。
【００１８】式４を式５に代入しかつ変形すると、
Ｖ０２＝（Ｖｉｎ）｛ｓ２Ｃ１Ｃ２／（ｇｍ１
ｇｍ２）
＋ｓＫ２Ｃ１／（ｇｍ１）＋１｝
（６）が得られる。従って、式６から、本発明の
フィルタ１０の固有共振周波数およびダンピングファク
タは、 ωｎ＝｛ｇｍ１ｇｍ２／（Ｃ１
Ｃ２）｝１／２ （７）お
よび、 ζ＝（Ｋ２／２）｛（ｇｍ２Ｃ１）／
（ｇｍ１Ｃ２）｝１／２
（８）となる。
Ｖ０２＝（Ｖｉｎ）｛ｓ２Ｃ１Ｃ２／（ｇｍ１
ｇｍ２）
＋ｓＫ２Ｃ１／（ｇｍ１）＋１｝
（６）が得られる。従って、式６から、本発明の
フィルタ１０の固有共振周波数およびダンピングファク
タは、 ωｎ＝｛ｇｍ１ｇｍ２／（Ｃ１
Ｃ２）｝１／２ （７）お
よび、 ζ＝（Ｋ２／２）｛（ｇｍ２Ｃ１）／
（ｇｍ１Ｃ２）｝１／２
（８）となる。
【００１９】従って、本発明のフィルタ１０に関しては
、ダンピングファクタはファクタＫ２によって制御可能
でありかつフィルタの固有共振周波数に独立であること
がわかる。従って、フィルタの伝達関数は個々のフィル
タセルおよび積分容量の比率に無関係に変えることがで
きる。これはシングルエンデッド形式のトランスコンダ
クタンス増幅器を使用する従来技術の設計に対し大きな
改善である。
、ダンピングファクタはファクタＫ２によって制御可能
でありかつフィルタの固有共振周波数に独立であること
がわかる。従って、フィルタの伝達関数は個々のフィル
タセルおよび積分容量の比率に無関係に変えることがで
きる。これはシングルエンデッド形式のトランスコンダ
クタンス増幅器を使用する従来技術の設計に対し大きな
改善である。
【００２０】次に図３を参照すると、フィルタセル６０
の入力の単純化された等価回路が示されており、この回
路においてＲｉｎはトランスコンダクタンス増幅器の反
転および非反転入力への入力抵抗でありかつＲｆｂはそ
れらに対するフィードバック抵抗でありかつｒｄはダイ
オード７４および７６の等価抵抗である。ダイオードの
抵抗は反転および非反転入力からグランドに結合されて
示されている。これは差動増幅器の対称性によりダイオ
ードの等価抵抗の相互接続部における仮想グランドを想
定している。図３から、 ｉ１＝Ｖｄ／ｒｄ＝（Ｖ０１−Ｖｄ）／Ｒ
ｉｎ
＋（＊Ｖ０２−Ｖｄ）／Ｒｆｂ
（９）そして ｉ２＝Ｖｄ／ｒｄ＝（＊Ｖ０１−Ｖｄ）／
Ｒｉｎ
＋（Ｖ０２−Ｖｄ）／Ｒｆｂ
（１０）が得られる。
の入力の単純化された等価回路が示されており、この回
路においてＲｉｎはトランスコンダクタンス増幅器の反
転および非反転入力への入力抵抗でありかつＲｆｂはそ
れらに対するフィードバック抵抗でありかつｒｄはダイ
オード７４および７６の等価抵抗である。ダイオードの
抵抗は反転および非反転入力からグランドに結合されて
示されている。これは差動増幅器の対称性によりダイオ
ードの等価抵抗の相互接続部における仮想グランドを想
定している。図３から、 ｉ１＝Ｖｄ／ｒｄ＝（Ｖ０１−Ｖｄ）／Ｒ
ｉｎ
＋（＊Ｖ０２−Ｖｄ）／Ｒｆｂ
（９）そして ｉ２＝Ｖｄ／ｒｄ＝（＊Ｖ０１−Ｖｄ）／
Ｒｉｎ
＋（Ｖ０２−Ｖｄ）／Ｒｆｂ
（１０）が得られる。
【００２１】ＲｉｎおよびＲｆｂがｒｄより充分大きい
ものと仮定すると、そして式９および１０をｉ１および
ｉ２に関して解くと、 ｉ１＝Ｖ０１／Ｒｉｎ＋＊Ｖ０２／Ｒ
ｆｂ （１１）お
よび ｉ２＝＊Ｖ０１／Ｒｉｎ＋Ｖ０２／Ｒ
ｆｂ （１２）が
得られる。
ものと仮定すると、そして式９および１０をｉ１および
ｉ２に関して解くと、 ｉ１＝Ｖ０１／Ｒｉｎ＋＊Ｖ０２／Ｒ
ｆｂ （１１）お
よび ｉ２＝＊Ｖ０１／Ｒｉｎ＋Ｖ０２／Ｒ
ｆｂ （１２）が
得られる。
【００２２】トランスコンダクタンス増幅器の実際の電
流利得はダイオード電流の平均倍の利得ファクタＩＴ／
ＩＤ、または、 ｉ０＝［｛ｉ１＋（−ｉ２）｝／２］（Ｉ
Ｔ／ＩＤ） （１３）と定義できる
。従って、 ｉ０＝［Ｖ０１／Ｒｉｎ−Ｖ０２／Ｒｆｂ
］（ＩＴ／ＩＤ） （１４）が得られる。
流利得はダイオード電流の平均倍の利得ファクタＩＴ／
ＩＤ、または、 ｉ０＝［｛ｉ１＋（−ｉ２）｝／２］（Ｉ
Ｔ／ＩＤ） （１３）と定義できる
。従って、 ｉ０＝［Ｖ０１／Ｒｉｎ−Ｖ０２／Ｒｆｂ
］（ＩＴ／ＩＤ） （１４）が得られる。
【００２３】ｉ０は増幅器からの出力電流に等しいから
、ｉ０およびｉ０２は等しくすることができ、これによ
り、 ｇｍ２（Ｖ０１−Ｋ２Ｖ０２）
＝［Ｖ０１／Ｒｉｎ−Ｖ０２／Ｒｆｂ］
（ＩＴ／ＩＤ） （１５）または ｇｍ２Ｖ０１＝（Ｖ０１／Ｒｉｎ）（ＩＴ
／ＩＤ） （１６）および Ｋ２ｇｍ２Ｖ０２＝（Ｖ０２／Ｒｆｂ）（
ＩＴ／ＩＤ） （１７）となる。
、ｉ０およびｉ０２は等しくすることができ、これによ
り、 ｇｍ２（Ｖ０１−Ｋ２Ｖ０２）
＝［Ｖ０１／Ｒｉｎ−Ｖ０２／Ｒｆｂ］
（ＩＴ／ＩＤ） （１５）または ｇｍ２Ｖ０１＝（Ｖ０１／Ｒｉｎ）（ＩＴ
／ＩＤ） （１６）および Ｋ２ｇｍ２Ｖ０２＝（Ｖ０２／Ｒｆｂ）（
ＩＴ／ＩＤ） （１７）となる。
【００２４】式１６および１７から次式が得られる。
Ｋ２＝Ｒｉｎ／Ｒｆｂ
（１８）従って、フィルタ１０のフィルタ伝達関数
を制御する、ダンピングファクタは入力抵抗およびフィ
ードバック抵抗の抵抗比を調整することにより制御でき
る。
（１８）従って、フィルタ１０のフィルタ伝達関数
を制御する、ダンピングファクタは入力抵抗およびフィ
ードバック抵抗の抵抗比を調整することにより制御でき
る。
【００２５】
【発明の効果】従って、以上述べたものは縦続接続され
た差動動作トランスコンタンダクタンス増幅器を使用し
た新規なフィルタであり、該トランスコンダクタンス増
幅器においては１つまたはそれ以上の極（ポール）を有
する周波数伝達関数を提供することが可能なフィルタを
形成するために複数の入力（ＲｉｎおよびＲｆｂ）が与
えられる。固有共振周波数がフィルタセルの増幅器のト
ランスコンダクタンスを設定する電流を変えることによ
り同調可能であり、かつダンピングファクタは固有共振
周波数に独立でありかつ入力およびフィードバック抵抗
の抵抗比のみならず増幅器の比率を変えることにより調
整可能である。その上、すべての容量感知ノードは仮想
グランドにありかつトランスコンダクタンスを制御する
ダイオードの相互接続部は仮想グランドにあるから、そ
こに電流を供給する電流源はそれほどクリティカルでは
ない。その結果、フィルタの周波数応答がシングルエン
デッド構成のトランスコンダクタンス増幅器を使用する
従来技術のフィルタに対し改善される。
た差動動作トランスコンタンダクタンス増幅器を使用し
た新規なフィルタであり、該トランスコンダクタンス増
幅器においては１つまたはそれ以上の極（ポール）を有
する周波数伝達関数を提供することが可能なフィルタを
形成するために複数の入力（ＲｉｎおよびＲｆｂ）が与
えられる。固有共振周波数がフィルタセルの増幅器のト
ランスコンダクタンスを設定する電流を変えることによ
り同調可能であり、かつダンピングファクタは固有共振
周波数に独立でありかつ入力およびフィードバック抵抗
の抵抗比のみならず増幅器の比率を変えることにより調
整可能である。その上、すべての容量感知ノードは仮想
グランドにありかつトランスコンダクタンスを制御する
ダイオードの相互接続部は仮想グランドにあるから、そ
こに電流を供給する電流源はそれほどクリティカルでは
ない。その結果、フィルタの周波数応答がシングルエン
デッド構成のトランスコンダクタンス増幅器を使用する
従来技術のフィルタに対し改善される。
【図１】本発明に係わる差動積分フィルタを示すブロッ
ク回路図である。
ク回路図である。
【図２】図１のフィルタのフィルタセルを示す電気回路
図である。
図である。
【図３】本発明の等価フィルタセル入力回路を示す単純
化した電気回路図である。
化した電気回路図である。
１０ ２極フィルタ
１２，１４ 差動トランスコンダクタンス増幅器１６
，１８ 入力 ２０，２２，３２，３６ 入力抵抗 ３０，３４，４２，４４ バッファ増幅器２６，２８
，３８，４０ 容量 ４６，４８ フィルタ出力 ５０，５２，５４，５６ フィードバック抵抗６０
広帯域トランスコンダクタンス増幅器６２，６４
差動トランジスタ ６６，６８，７０，８０，８２，８４ 電流源７４，
７６ ダイオード
，１８ 入力 ２０，２２，３２，３６ 入力抵抗 ３０，３４，４２，４４ バッファ増幅器２６，２８
，３８，４０ 容量 ４６，４８ フィルタ出力 ５０，５２，５４，５６ フィードバック抵抗６０
広帯域トランスコンダクタンス増幅器６２，６４
差動トランジスタ ６６，６８，７０，８０，８２，８４ 電流源７４，
７６ ダイオード
Claims (3)
- 【請求項１】 一対の縦続接続されたトランスコンダ
クタンス増幅器を含む集積フィルタ回路であって、差動
モードで動作しかつ各々第１および第２の入力および出
力を有する前記対の縦続接続された増幅器、前記フィル
タの第１および第２の入力と前記対の増幅器の第１のも
のの前記第１および第２の入力との間にそれぞれ結合さ
れた第１および第２の抵抗、前記対の増幅器の前記第１
のものの前記第１および第２の出力の間に結合された第
１の積分手段、前記対の増幅器の前記第１のものの前記
第１および第２の出力と前記対の増幅器の第２のものの
前記第１および第２の入力との間にそれぞれ接続された
第３および第４の抵抗、前記対の増幅器の内の前記第２
のものの前記第１および第２の出力の間に結合された第
２の積分手段であって、前記第１および第２の出力はそ
れぞれ前記フィルタの第１および第２の出力に結合され
ているもの、前記フィルタの前記第１の出力と前記対の
増幅器の前記第１の入力の間に結合された第１のフィー
ドバック回路、そして前記フィルタの前記第２の出力と
前記対の増幅器の前記第２の入力との間に結合された第
２のフィードバック回路、を具備することを特徴とする
集積フィルタ回路。 - 【請求項２】 集積フィルタ回路において使用するた
めのフィルタセルであって、該フィルタセルは、第１お
よび第２の差動入力および出力を有するトランスコンダ
クタンス増幅器であって、該第１および第２の差動出力
は前記フィルタセルの第１および第２の出力にそれぞれ
結合されているもの、前記第１の差動入力および前記フ
ィルタセルの第１の入力の間に結合された第１の抵抗、
前記第２の差動入力と前記セルの第２の入力との間に結
合された第２の抵抗、そして前記第１および第２の差動
出力の間に結合された積分容量手段、を具備することを
特徴とするフィルタセル。 - 【請求項３】 制御可能なフィルタ伝達関数を有しか
つ第１および第２の入力および出力を有する集積フィル
タ回路であって、各々第１および第２の差動入力および
出力を有する第１および第２の差動トランスコンダクタ
ンス増幅器、前記フィルタの第１および第２の入力を前
記第１のトランスコンダクタンス増幅器の前記第１およ
び第２の差動入力にそれぞれ結合するための第１の抵抗
手段、前記第１および第２の差動トランスコンダクタン
ス増幅器の前記第１および第２の差動出力の間にそれぞ
れ結合された第１および第２の積分容量手段、前記第１
のトランスコンダクタンス増幅器の前記第１および第２
の差動出力を前記第２のトランスコンダクタンス増幅器
の前記第１および第２の差動入力に結合するための抵抗
回路手段、前記第２のトランスコンダクタンス増幅器の
前記第１および第２の差動出力を前記フィルタの前記第
１および第２の出力に結合するための回路手段、そして
前記第２のトランスコンダクタンス増幅器の前記第１お
よび第２の差動出力をその第１および第２の差動入力に
それぞれ結合するための抵抗フィードバック手段、を具
備することを特徴とする集積フィルタ回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US459,843 | 1990-01-02 | ||
| US07/459,843 US5051628A (en) | 1990-01-02 | 1990-01-02 | Integrated filter circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04330817A true JPH04330817A (ja) | 1992-11-18 |
Family
ID=23826339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2415793A Pending JPH04330817A (ja) | 1990-01-02 | 1990-12-27 | 集積フィルタ回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5051628A (ja) |
| EP (1) | EP0438911A1 (ja) |
| JP (1) | JPH04330817A (ja) |
| KR (1) | KR0151397B1 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4192545T (ja) * | 1990-10-10 | 1992-10-08 | ||
| IT1241373B (it) * | 1990-12-27 | 1994-01-10 | Marelli Autronica | Circuito per il trattamento del segnale fornito da un sensore di ossigeno del tipo allo zirconio. |
| JP3222149B2 (ja) * | 1991-01-31 | 2001-10-22 | パイオニア株式会社 | グランド・アイソレート回路 |
| JP3061205B2 (ja) * | 1991-03-28 | 2000-07-10 | ソニー株式会社 | アクテイブフイルタ回路 |
| JPH04304012A (ja) * | 1991-03-31 | 1992-10-27 | Sony Corp | フイルタ回路 |
| US5347576A (en) * | 1991-08-15 | 1994-09-13 | Verilink Corporation | Line interface unit retrofit circuit |
| US5168180A (en) * | 1992-04-20 | 1992-12-01 | Motorola, Inc. | Low frequency filter in a monolithic integrated circuit |
| US5311088A (en) * | 1992-07-23 | 1994-05-10 | At&T Bell Laboratories | Transconductance cell with improved linearity |
| US5394036A (en) * | 1994-01-03 | 1995-02-28 | Motorola, Inc. | Circuit and method of zero generation in a real-time filter |
| US6359503B1 (en) * | 1995-02-22 | 2002-03-19 | Sgs-Thomson Microelectronics, S.R.L. | Basic cell for programmable analog time-continuous filter |
| US5608665A (en) * | 1995-10-03 | 1997-03-04 | Wyszynski; Adam S. | Self-tuned, continuous-time active filter |
| JPH09294025A (ja) * | 1996-04-25 | 1997-11-11 | Nec Yamagata Ltd | 容量結合回路 |
| US6310512B1 (en) | 1999-11-22 | 2001-10-30 | Cardiac Pacemakers, Inc. | Integrated self-adjustable continuous time band pass filter based upon Gm cell with bipolar transistors |
| US6958640B2 (en) * | 2003-12-31 | 2005-10-25 | Intel Corporation | Interpolation delay cell for 2ps resolution jitter injector in optical link transceiver |
| JP5846840B2 (ja) * | 2011-10-14 | 2016-01-20 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | フィルタ回路及び受信装置 |
| KR101902093B1 (ko) * | 2017-01-03 | 2018-09-28 | (주)에프씨아이 | Ｌｏ 생성 시스템 및 그 생성 방법 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3538445A (en) * | 1968-11-14 | 1970-11-03 | Us Navy | Differential two-way comparator |
| US4374335A (en) * | 1980-05-19 | 1983-02-15 | Precision Monolithics, Inc. | Tuneable I.C. active integrator |
| CA1203290A (en) * | 1982-04-28 | 1986-04-15 | Yoshio Shimizu | Signal comparing circuit |
| US4710654A (en) * | 1983-09-05 | 1987-12-01 | Hitachi, Ltd. | Delay circuit including an improved CR integrator circuit |
| US4644196A (en) * | 1985-01-28 | 1987-02-17 | Motorola, Inc. | Tri-state differential amplifier |
| GB2187316B (en) * | 1986-02-28 | 1989-11-29 | Plessey Co Plc | Improvements in or relating to integrate circuits. |
| US4752741A (en) * | 1986-11-26 | 1988-06-21 | Honeywell Inc. | Noise extraction circuit |
-
1990
- 1990-01-02 US US07/459,843 patent/US5051628A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-12-21 EP EP90314205A patent/EP0438911A1/en not_active Withdrawn
- 1990-12-27 JP JP2415793A patent/JPH04330817A/ja active Pending
- 1990-12-29 KR KR1019900022352A patent/KR0151397B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0438911A1 (en) | 1991-07-31 |
| KR910015111A (ko) | 1991-08-31 |
| KR0151397B1 (ko) | 1998-12-15 |
| US5051628A (en) | 1991-09-24 |
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