JPH04288748A - 線形変調波の受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】　　本発明はＱＰＳＫあるいはＱ
ＡＭなどの線形変調波を量子化してディジタル信号に変
換する受信装置およびその量子化方法に関する。

【０００２】近年、移動無線通信ではディジタル変調方
式が用いられている。これまではＧＭＳＫ、ＦＳＫなど
の定包絡線変調方式が主流であったが、最近では周波数
利用効率の点から線形変調方式が検討されている。この
線形変調方式としてはＱＰＳＫあるいは１６値ＱＡＭ等
について研究が進んでおり、例えば次期自動車電話シス
テムではπ／４シフトＱＰＳＫ方式が採用される。また
移動通信では機器の小型化、無調整化などの要求が強い
ため、復調器はできる限りディジタル処理で実現するこ
とが望ましい。この場合、受信した線形変調信号をディ
ジタル信号に変換することが必要となる。本発明はかか
る変換に関する技術を提供するものである。

【０００３】

【従来の技術】まずＱＰＳＫ方式の場合について述べる
。ＱＰＳＫ方式では位相情報のみで復調が可能なので、
原理的には受信信号をリミッタ増幅器で定振幅信号に変
換してディジタル回路に入力すれば良い。しかし、移動
通信などの場合には伝搬路でマルチパスによる周波数選
択性フェージングが発生し得るため、この遅延歪を除去
するための波形等化が必要になる。この等化を行うには
受信信号の振幅情報が必要なので、上述のリミッタ増幅
器は使用できないことになる。このため、通常は、図５
に示されるように、まず受信信号をＡＧＣ増幅器６に入
力してレーリーフェージングのレベル変動を取り除き、
このレベル変動を除去した受信信号に直交検波器７でベ
ースバンド信号に変換後、Ａ／Ｄ変換器８で量子化して
、等化・復調処理回路９に入力してここでディジタル演
算による等化・復調処理を行う。

【０００４】また１６値ＱＡＭ方式の場合、この方式は
波形等化の有無にかかわらず復調自体に振幅情報が必要
なので、ＡＧＣ増幅器、Ａ／Ｄ変換器は不可欠となる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述のように従来は線
形変調波の復調にＡＧＣ増幅器が不可欠となるが、この
ＡＧＣ増幅器で問題となるのは時定数である。すなわち
、ＡＧＣ増幅器としてはレーリーフェージングの変動に
は十分に追従し、かつ変調波のエンベロープを歪ませな
いこと（つまり変調速度には追従しないこと）が要求さ
れる。このため、この二つの変化の周波数が近い場合、
それぞれを分離できずに復調特性が劣化することになる
。

【０００６】例えば、いま検討対象としている移動通信
では、使用する無線周波数と移動体の速度から、フェー
ジングのドップラー周波数は概ね１００Ｈｚ以下である
。これに対して変調速度は数１０ｋＨｚなので、両者の
比は１０２のオーダとなり、これは両者を分離するのに
十分な大きさであるとは言えない。このためＡＧＣ増幅
器の時定数は二つの特性のトレードオフで決まり、これ
に伴うある程度の特性劣化は許容せざるを得ないもので
あった。

【０００７】また従来の受信装置はＡ／Ｄ変換器を使用
するものであるため、入力時の位相・振幅の調整精度、
および低消費電力化の点からも問題がある。

【０００８】本発明はかかる諸問題点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、変調波をそのエ
ンベロープ成分を歪ませずに量子化、復調する受信装置
を提供することにある。また本発明の他の目的は、かか
る受信装置の低消費電力化を図ることにある。また本発
明の他の目的は、Ａ／Ｄ変換器やＡＧＣ増幅器を不要に
して、かかる受信装置の小型化を図ることにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】図１は本発明に係る原理
説明図である。本発明に係る線形変調波の受信装置は、
線形変調された受信信号を二つの定振幅信号に変換する
定振幅波変換部５１と、定振幅波変換部５１で変換され
た二つの定振幅信号の位相をそれぞれ測定する位相測定
部５２と、位相測定部５２で測定された二つの定振幅信
号の位相値に基づいて受信信号を復調演算する演算部と
を備えたものである。

【００１０】また本発明に係る線形変調波の受信装置は
、他の形態として、上述の形態において、定振幅波変換
部５１がＬＩＮＣ方式で構成され、基準となる定振幅信
号の振幅値が復調演算の結果に応じて可変されるよう構
成されるものである。

【００１１】また本発明に係る線形変調波の受信装置は
、また他の形態として、上述の各形態において，位相測
定部５２は位相測定に必要な時間のみ回路が間欠動作さ
れるよう構成されるものである。

【００１２】また本発明に係る線形変調波の量子化方法
は、線形変調された受信信号をＬＩＮＣ方式を用いて二
つの定振幅信号に変換し、この二つの定振幅信号の位相
をディジタル回路により測定して数値に変換するもので
ある。

【００１３】

【作用】定振幅波変換部５１は受信信号をベクトル分解
して二つの定振幅信号に変換する。この二つの定振幅信
号の位相値は受信信号の振幅と位相情報を含むものであ
るので、これを位相測定部５２で測定し、その測定位相
値を演算部５３で復調演算して、受信信号を復調する。

【００１４】またＬＩＮＣ方式の定振幅波変換部５１に
おける基準定振幅信号レベルを復調演算の結果に応じて
制御することで、フェージングに対しても量子化精度を
維持しつつ変換時のダイナミックレンジを拡大できる。

【００１５】また位相測定部５２を間欠動作させること
により、高速動作するために電力消費が大きくなりがち
な位相測定部５２での消費電力を低減することができ、
受信装置の低消費電力化を図ることができる

【００１６
】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図２には本発明の一実施例としての線形変調波の
受信装置が示される。この実施例装置は例えばＱＰＳＫ
変調波等の線形変調波を受信するためのものであり、Ｌ
ＩＮＣと直接位相量子化を組み合わせて線形変調波の復
調を行えるようにしてある。

【００１７】図２において、１は受信信号ＸＶ　を二つ
の定振幅信号ＡＶ　、ＢＶ　に変換するＬＩＮＣ部であ
る。ここで、添字Ｖ　はベクトルを表す表示であるもの
とし、以下の説明においても同じである。この定振幅信
号ＡＶ　、ＢＶ　は次に直接位相量子化部２に入力され
てそれぞれの位相φＡ　、φＢ　がディジタル処理によ
り測定され、その測定された位相φＡ　、φＢ　は等化
復調部３に入力されて、等化・復調演算が行われる。こ
の等化復調部３は位相誤差信号ＰＥを生成して直接位相
量子化部２に供給し、またレベル制御信号ＬＣを生成し
てＬＩＮＣ部１に供給する。またＢＴＲ部は受信信号の
ビットタイミングを再生し、それに基づいて位相測定イ
ネーブル信号ＰＭＥを生成して直接位相量子化部２に供
給する。

【００１８】ＬＩＮＣ部１について更に詳細に説明する
と、このＬＩＮＣは”Ｌｉｎｅａｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｃ
ａｔｉｏｎ　ｗｉｔｈ　Ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒＣｏｍｐ
ｏｒｎｅｎｔｓ”の略で、非線形増幅器を用いた定振幅
ベクトル合成形式の線形増幅方式のことである。この方
式は本来は送信電力増幅器に用いられる技術であり、効
率の高いＣ級増幅器を用いて線形増幅を可能にする方法
である。このＬＩＮＣ方式の原理が図３の〔Ｂ〕に示さ
れる。ＬＩＮＣでは、あるベクトルＸＶ　を一定の大き
さの二つのベクトルＡＶ　とＢＶ　の合成ベクトルとし
て表すことができる点を利用するものであり、この実施
例のＬＩＮＣ部１では、入力された受信信号ＸＶ　を、
一定振幅ｒの二つのベクトルＡＶ　、ＢＶ　にベクトル
分解している。よってこの二つのベクトルＡＶ　、ＢＶ
　の位相φＡ　、φＢ　が分かればこれに基づき受信信
号ＸＶ　の位相が分かり，したがって受信信号の位相情
報がデータに対応するＱＰＳＫ方式の場合にはこれによ
り復調がされたことになる。

【００１９】図３の〔Ａ〕にはこのＬＩＮＣ部１の詳細
な構成例が示される。図中、１０１は電圧制御発振器、
１０２はミクサ、１０３は０−１８０°ハイブリッド回
路、１０４は０−０°ハイブリッド回路、１０５と１０
６はリミッタ増幅器、１０７はループフィルタ、１０８
は増幅器、１０９と１１０は比較器、１１２は可変減衰
器である。

【００２０】このＬＩＮＣ部１では、電圧制御発振器１
０１により２ＢＶを作り、これを０−１８０°ハイブリ
ッド回路１０３で受信信号ＸＶ（＝ＡＶ　＋ＢＶ　）と
合成してＡＶ　−ＢＶ　を作る。そしてミクサ１０２に
おいてハイブリッド回路１０３の出力（ＡＶ　−ＢＶ　
）と受信信号ＸＶ　（＝ＡＶ　＋ＢＶ　）との内積をと
り、その結果をループフィルタ１０７、増幅器１０８を
介して電圧制御発振器１０１に制御電圧として帰還する
。このループは二つのベクトル（ＡＶ　＋ＢＶ　）、（
ＡＶ　−ＢＶ　）の内積が零になるように収束する。す
なわち、 （ＡＶ　＋ＢＶ　）・（ＡＶ　−ＢＶ　）＝０となる。 これにより電圧制御発振器１０１の出力は２ＢＶ　で定
常状態となる。また、受信信号ＸＶ　と０−１８０°ハ
イブリッド回路１０３の出力（ＡＶ　−ＢＶ　）を０−
０°ハイブリッド回路１０４で合成することで２ＡＶ　
が得られる。

【００２１】このＬＩＮＣ部１では、フィルタ帯域と増
幅器利得で決まるループの時定数は変調波形のエンベロ
ープ変化に追従できる値に設定される。これにより受信
信号ＸＶ　を定振幅信号ＡＶ　とＢＶ　に変換すること
ができる。そして、このように時定数は変調波形のエン
ベロープ変化に追従するものに設定されるので、それよ
りも低速のレーリーフェージングの変動に対しては当然
に追従するものである。

【００２２】またこのＬＩＮＣ部１では、電圧制御発振
器１０１からの出力レベルｒを可変減衰器１１２を用い
て等化復調部３からのレベル制御信号ＬＣで制御するこ
とにより、後述するように量子化精度の劣化を防いでい
る。

【００２３】次に直接位相量子化部２について詳細に説
明する。この直接位相量子化部２では、ＬＩＮＣ部１か
らの定振幅信号ＡＶ　、ＢＶ　の位相を検出し、それぞ
れｍビットのディジタル値に変換する。この実施例回路
では受信信号のｎ倍の速度のクロックを用いて定振幅信
号ＡＶ　、ＢＶ　の位相測定を行っているので、位相の
量子化の精度は、Δφ＝２π／ｎ、となる。この位相測
定は等化・復調に必要なタイミングで１データシンボル
時間に１回あるいは数回行えばよいので、実施例回路で
はこの頻度で、入力周波数の１周期（サンプルクロック
のｎ周期）時間だけ間欠的に動作するようになっている
。

【００２４】図４には直接位相量子化部２の詳細な構成
例が示される。図中、２０は受信周波数のｎ倍の速度の
サンプルクロックを発生するサンプルクロック発振器、
２１と２２は定振幅信号ＡＶ　とＢＶ　の変化点を検出
する微分回路、２３はサンプルクロック発振器２０から
のサンプルクロックを、等化復調部３からの位相測定イ
ネーブル信号ＰＭＥでカウント開始し自身のオーバフロ
ー信号でカウント停止するカウンタ、２４と２５はカウ
ンタ２３からのカウント値をそれぞれ微分回路２１、２
２からの変化点検出信号のタイミングでラッチするラッ
チ回路である。

【００２５】この直接位相量子化部２の動作を説明する
と、受信信号ＸＶの周波数のｎ倍（ｎは整数）のクロッ
クにより定振幅信号ＡＶ　、ＢＶ　をサンプリングし、
微分回路２１、２２によりそれぞれの変化点を検出する
。同じクロックで０から（ｎ−１）までをカウントする
カウンタ２３を動作させておき、定振幅信号ＡＶ　、Ｂ
Ｖ　が変化した時点でのカウント値をラッチ回路２４、
２５にそれぞれ保持する。このカウント値をそれぞれｋ
Ａ　、ｋＢ　とすると、求める定振幅信号ＡＶ　、ＢＶ
　の位相φＡ　、φＢ　は次式で与えられる。 φＡ　＝２πｋＡ　／ｎ φＢ　＝２πｋＢ　／ｎ カウンタ２３は等化復調部３からの位相測定イネーブル
信号ＰＭＥにより動作を開始し、オーバーフローした時
点で停止するので、直接位相量子化部２は間欠動作を行
うことになり、この直接位相量子化部２における消費電
力を低減することができる。

【００２６】直接位相量子化部２で得られた定振幅信号
ＡＶ　、ＢＶ　の位相値φＡ　、φＢ　は等化復調部３
に入力される。等化復調部３はディジタル処理形復調器
を構成するもので、例えばＤＳＰ（ディジタル信号処理
プロセッサ）によるソフトウェアで実現できる。この等
化復調部３では演算結果から受信信号ＸＶ　のレベルを
監視し、それに基づいてレベル制御信号ＬＣを生成して
ＬＩＮＣ部１における基準定振幅信号の大きさｒを可変
して、適正な量子化精度を維持できるように制御する。 また等化復調部３は復調結果に基づいて位相誤差信号を
作ってこれを直接位相量子化部２のサンプルクロック発
振器２０に帰還しており、これにより同期検波が可能と
なっている。

【００２７】またＢＴＲ回路は等化復調部３の復調結果
に基づいて受信信号のビットタイミングを再生し、アイ
パターンの開口部のタイミングで直接位相量子化部２に
おいて位相測定が行われるように位相測定イネーブル信
号ＰＭＥを作って、直接位相量子化部２に与えるよう構
成される。

【００２８】この実施例装置の動作を以下に説明する。 受信信号ＸＶ　はＬＩＮＣ部１に入力されて、この受信
信号ＸＶ　を合成するための二つの定振幅信号ＡＶ　、
ＢＶ　に変換される。この二つの定振幅信号ＡＶ　、Ｂ
Ｖ　の位相値φＡ　、φＢ　は受信信号ＸＶ　の位相情
報（すなわち復調データ）を持っているので、これらの
定振幅信号ＡＶ　、ＢＶ　を直接位相量子化部２に入力
してそれぞれの位相値φＡ　、φＢ　をディジタル処理
により測定する。更にその測定された位相値φＡ　、φ
Ｂ　を等化復調部３に入力して、ここで等化・復調演算
を行い、受信信号ＸＶ　の復調を行う。

【００２９】この実施例装置の量子化精度について説明
する。ＬＩＮＣ部１での定振幅信号の大きさを｜ＡＶ　
｜＝｜ＢＶ　｜＝ｒとすると、｜ＸＶ　｜の量子化精度
Δｘは次式で与えられる。 Δｘ＝２ｒ×ｓｉｎ（Δφ／２） 但し、Δφは位相の量子化精度で前述のように、Δφ＝
２π／ｎである。

【００３０】この式により、Δφあるいはｒを小さくす
れば量子化精度を上げることができることが分かる。し
かしながら、消費電力を低減するためには、直接位相量
子化部２のサンプルクロックは低い方が望ましいため、
位相の量子化精度Δφは余り小さくできない。

【００３１】そこで、実施例装置では、等化復調部３に
おける復調演算の結果に基づいてレベル制御信号ＬＣを
生成して、これによりＬＩＮＣ部１で作られる定振幅信
号ＡＶ　、ＢＶ　の大きさｒを制御することで、量子化
精度Δｘを小さくしている。この制御は復調演算の結果
から受信信号のレベルを監視して適正な量子化精度が得
られるようｒを制御するものである。またこの制御は直
接位相量子化部２における位相測定後のタイミングでシ
ンボル毎程度に行う。等化復調部３では復調処理時に、
変化したｒの大きさに対応した振幅補正演算を施す。こ
れにより、フェージングによる受信レベル変動に対して
量子化の精度を確保できる。レーリーフェージングによ
るレベル変動は、波形等化による周波数選択性フェージ
ングの遅延歪補償と同時に取り除くことができるので、
本実施例回路ではＡＧＣ増幅器は不要となる。ＬＩＮＣ
部１の時定数から考えてＬＩＮＣループは次の位相測定
までに定常状態になっているので、大きさｒを変化させ
ることによりループの再引込みの問題はない。

【００３２】このように、実施例装置では、受信信号Ｘ
Ｖ　の振幅と位相の情報は全て定振幅信号ＡＶ　とＢＶ
　の位相情報に置き換えられているので、直接位相量子
化部によりディジタル処理でこの位相を検出することに
より、復調と等化に必要な情報が得られるようになり、
Ａ／Ｄ変換器は不要となる。

【００３３】またＬＩＮＣ部１におけるフィードバック
ループの時定数は変調波のエンベロープ変動に追従する
速さなので、フェージングによるレベル変動には問題な
く追従する。よってＡＧＣ増幅器は不要となり、ＡＧＣ
増幅器で問題となる時定数のトレードオフは必要なくな
り、これによる特性劣化の問題を解決できる。つまり変
調波がフェージングを受けている場合でも、変調波のエ
ンベロープ成分を歪ませることなく、受信信号を量子化
することができる。

【００３４】さらに、実施例装置では直接位相量子化部
が最も高い信号を扱うディジタル回路となりここでの消
費電力が大きくなるが、この直接位相量子化部は間欠動
作させているので、低消費電力化が可能となる。

【００３５】またさらに、ＬＩＮＣ部における基準定振
幅信号の大きさｒを制御することで、位相測定のサンプ
ル周波数を上げることなく量子化精度の可変できるので
、受信信号ＸＶ　のレベルにかかわらず量子化精度を適
正に維持でき、ダイナミックレンジが拡大できる。

【００３６】

【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれば
、変調波をそのエンベロープ成分を歪ませずに量子化、
復調する受信装置を提供することができる。また、Ａ／
Ｄ変換器を不要にし、位相量子化部を間欠動作させるな
どにより、かかる受信装置の低消費電力化を図ることが
できる。さらにＡ／Ｄ変換器やＡＧＣ増幅器を不要にし
て、かかる受信装置の小型化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る原理説明図である。

【図２】本発明の一実施例としての線形変調波の受信装
置を説明するブロック図である。

【図３】実施例装置におけるＬＩＮＣ部の構成と動作原
理を説明する図である。

【図４】実施例装置における直接位相量子化部の構成を
説明するブロック図である。

【図５】従来のＱＰＳＫ受信装置を説明するブロック図
である。

【符号の説明】

１　　ＬＩＮＣ部 ２　　直接位相量子化部 ３　　等化復調部４　　ＢＴＲ回路 ２０　　サンプルクロック発振器 ２１、２２　　微分回路 ２３　　カウンタ ２４、２５　　ラッチ回路 １０１　　電圧制御発振器 １０２　　ミクサ １０３、１０４　　ハイブリッド回路 １０５、１０６　　リミッタ増幅器 １０７　　ループフィルタ １０８　　増幅器 １０９、１１０　　比較器 １１２　　可変減衰器

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　線形変調された受信信号を二つの定振
   幅信号に変換する定振幅波変換部（５１）と、該定振幅
   波変換部で変換された二つの定振幅信号の位相をそれぞ
   れ測定する位相測定部（５２）と、該位相測定部で測定
   された二つの定振幅信号の位相値に基づいて該受信信号
   を復調演算する演算部（５３）とを備えた受信装置。
2. 【請求項２】　　該定振幅波変換部（５１）はＬＩＮＣ
   方式で構成され、該定振幅信号の基準となる振幅値が復
   調演算の結果に応じて可変されるよう構成された請求項
   １記載の受信装置。
3. 【請求項３】　　該位相測定部（５２）は位相測定に必
   要な時間のみ回路が間欠動作されるよう構成された請求
   項１または２記載の受信装置。
4. 【請求項４】　　線形変調された受信信号をＬＩＮＣ方
   式を用いて二つの定振幅信号に変換し、この二つの定振
   幅信号の位相をディジタル回路により測定して数値に変
   換する線形変調波の量子化方法。