JPH04259A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野】

本発明は、直流−直流変換を行う電源装置に間するもの
である。

【従来の技術】

従来より、直流−直流変換を行うこの種の電源装置とし
て、チョッパ回路と称する回路が知られている。たとえ
ば、昇圧型のチョッパ回路では、第１０図に示すような
回路構成になるにの回路では、トランジスタよりなるス
イッチング素子Ｑは、制御回路１によってオン・オフ制
御され、スイッチング素子Ｑがオンであると、インダク
タＬの両端は直流電ＷＥに接続され、インダクタしには
電流■１が流れることになる。したがって、このときに
インダクタしにはエネルギーが蓄積される。一方、スイ
ッチング素子Ｑがオフになると、インダクタＬに蓄積さ
れたエネルギーがダイオードＤを介して平滑用コンデン
サＣおよび負荷Ｒに放出され、ダイオードＤに電流Ｉ２
が流れる。このとき、平滑用コンデンサＣおよび負荷Ｒ
に対しては、直流電源Ｅの両端電圧である入力電圧とイ
ンダクタＬの両端電圧とが加算されることになるから、
出力電圧が入力電圧よりら高てなるのである。 ”こで、スインチング素子ＱのオンデユーテイＣＩは、
入力電圧をＶｌ、出力電圧７　Ｖ　２とすると、ａ−（
Ｖ２−Ｖ、）／Ｖ、で表す二とができる。したがって、
入力電圧Ｖ１が１２Ｖ、出力電圧Ｖ２が２４Ｖであると
すると、オンデユーテイｄは０．５になり、電流Ｂ、１
２は第１１０に示すような変化をする。

【発明が解決しようとする課題】

一方、入力電圧Ｖ１が１２Ｖであるときに、出力電圧Ｖ
２を１４０Ｖに設定しようとすれば、オンデユーテイｄ
は約０９１になり、電流１１．Ｉ２は第１２図に示すよ
うな変化をする。すなわち、入力電圧と出力電圧との比
が大きいときには、スイッチング素子Ｑのオンデユーテ
イｄを十分に大きくとって、インダクタＬへの蓄積エネ
ルギーを大きくしなければならないのである。したがっ
て、スイッチング素子Ｑを、たとえば、１００ｋＨｚ（
周期は１０Ｖ秒）でオン・オフさせようとすれば、スイ
ッチング素子Ｑのオン時間は約９１Ｊ秒になる。 しかしながら、オンデユーテイが大きくなると、スイッ
チング素子Ｑのオン期間にインダクタしに蓄積されたエ
ネルギーをスイッチング素子Ｑのオフ期間に十分に放出
することができなくなる。すなわち、上述したように、
インダクタしに蓄積されたエネルギーは、スイッチング
素子Ｑかオフである期間にダイオードＤを介して放出さ
れるのであって、スイッチング素子Ｑのオフ期間が約１
＋＋秒であるから、ダイオードＤの逆回復時閉（０１〜
ｌｐ秒）に比較して余裕がなく、平滑用コンデンサＣや
負ｖｒＲに対してエネルギーを放出する時間が短くなり
、極端な場合には、出力がまったく得られない場合もあ
る。また、電流Ｉ、の流れる時間が短いとダイオードＤ
のスイッチングノイズが増大するという問題もある。さ
らに、スイッチング素子Ｑがバイポーラトランジスタで
あって、パルストランス等を介してオン・オフ制御され
ているときには、オンデユーテイが大きくなるとオフで
きなくなる恐れもある。 このような問題を解決するには、スイッチング素子Ｑを
低周波数て駆動することも考えられるが、インダクタＬ
が大型化するなどの問題が生じることになる。 上述したような問題を解決するには、第１３図に示すよ
うな回路構成が考えられる。すなわち、第１０図の回路
に対してスイッチング素子ＱとダイオードＤとの間に別
途にインダクタＬ２を挿入した構成を有している。この
構成では、スインチング素子Ｑの両端間（エミッターコ
レクタ間）の電圧Ｖｃｅは第１４図（ｃ）のように変化
し、インダクタＬ２の存在によって、インダクタしには
第１４図（ａ）のような電流■１が流れ、ダイオードＤ
には第１４図＜ｂ＞のような電流Ｉ２が流れるがら、オ
ンデユーテイが大きくなっても平滑用コンデンサＣおよ
び負荷Ｒに十分なエネルギーと供給できることになる。 しかしながら、インダクタＬの蓄積エネルギーによって
インダクタＬ２に電流が流れる際に、スイッチング素子
Ｑの両端間に過大な電圧が印加されることになり、高耐
圧のスイッチング素子Ｑが要求されるという間窟が生じ
る。 本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、入
力電圧と出力電圧との比が大きい堝りや比が１に近い場
合であっても、高耐圧のスイッチング素子を用いたりす
ることなく確実な動作が得られるようにした電源装置を
提供しようとするものである。

【課題を解決するための手段】

本発明では、上記目的を達成するために、少なくともス
イッチング素子とインダクタとダイオードと平滑コンデ
ンサとを有するチヨ・ソバ回路を備え、スイッチング素
子をオン・オフ制御することにより、オン時にはインダ
クタにエネルギーを蓄積し、オフ時にはインダクタに蓄
積されたエネルギーを放出して、平滑コンデンサの両端
電圧を入力された直流電源とは異なる直流電圧に変換す
る電源装置において、インダクタを、スイッチング素子
のオン時にエネルギーを蓄積するときのインダクタンス
と、スイッチング素子のオフ時にエネルギーを放出する
ときのインダクタンスとが異なる値になるように接続し
た準巻型トランスで構成しているのである。

【作用】

上記構成によれば、インダクタを、スイッチング素子の
オン時にエネルギーを蓄積するときのインダクタンスと
、スイッチング素子のオフ時にエネルギーを放出すると
きのインダクタンスとが異なる値になるように接続した
単巻型トランスで構成しているので、エネルギーの蓄積
時と放出時とのインダクタンスを適宜設定すれば、入力
電圧と出力電圧との比が非常に大きい場合や１に近い場
合においても、スイッチング素子のオンデユーテイを５
０％付近に設定することができて、スイッチング素子が
オフにならなかったり、ダイオードが導通できなかった
りするなどの問題が生じないのであって、確実な動作が
期待できるのである。 また、スイッチング素子を高周波でオン・オフ制御でき
るから、インダクタを小型化でき、しかも、低ノイズと
することができるのである。さらに、単巻型トランスを
用いていているから、スイッチング素子の切換時にスイ
ッチング素子の両端に高電圧が印加されたりすることが
なく、スイッチング素子を高耐圧にする必要もないので
ある。

【実施例１】 本実施例は昇圧型の電源装置であって、インダクタＬと
して単巻型トランスを用いたものである。 すなわち、インダクタしにはタップが設けられ、インダ
クタＬの一端からタップに至る第１の巻線Ｎ１とトラン
ジスタよりなるスイッチング素子Ｑとの直列回路が直流
電源Ｅの両端間に接続される。 また、インダクタＬの他端にはダイオードＤを介して平
滑用コンデンサＣおよび負荷Ｒが接続される。すなわち
、スイッチング素子Ｑの一端とダイオードＤのアノード
との間にインダクタＬの他端からタップに至る第２の巻
線Ｎ２が挿入される。 スイッチング素子Ｑは、従来構成と同様に、制御回路１
からの制御信号によってオン・オフ制御される。 この構成によれば、第２図に示すように、スイッチング
素子Ｑのオン期間には、直流電源ＥよりインダクタＬの
第１の巻線Ｎ１に電流１１が流れる。 このとき、インダクタしにエネルギーが蓄積される。次
に、スイッチング素子Ｑがオフになると、インダクタし
に蓄積されたエネルギーによりダイオードＤに電流Ｉ２
が流れる。ここにおいて、平滑用コンデンサＣおよび負
荷Ｒに対して供給されるエネルギーは、スイッチング素
子Ｑがオンのときに第１の巻線Ｎ、に流れたエネルギー
量に対応しているが、スイッチング素子Ｑがオフになる
と、第１の巻線Ｎ、に第２の巻線Ｎ２が直列接続される
ことによって、インダクタＬの巻数が増加したことにな
るから、電流Ｉ２のピーク値は電流１１のピーク値より
も小さくなり、しかも、インダクタＬのインダクタンス
が大きくなることによって、電流Ｉ２の変化が緩やかに
なる（第２図（ｂ）における傾きの絶対値が小さくなる
）。すなわち、スイッチング素子Ｑがオフになったとき
に、スイッチング素子Ｑの両端間に印加される電圧を第
１２図構成よりも小さくすることができ、スイッチング
素子Ｑの耐圧を下げる二とができるのである。要するに
、インダクタＬを単巻型トランスとしたことにより、エ
ネルギーの蓄積と放出とにおける鉄芯の総量が等しくな
り、インダクタンスのみが変化するから、スイッチング
素子Ｑへの高電圧の印加を防止できるのである。 ここにおいて、第１の巻線Ｎ、と第２の巻線Ｎ２との巻
数をそれぞれｎ　ｌ　＋　ｎ　２とし、ｎ、＝ｎ、＋ｎ
。 とすれば、入力電圧Ｖ１に対して出力電圧Ｖ２を得るた
めのスイッチング素子Ｑのオンデユーテイｄは、ｄ　＝
　（Ｖ２−　Ｖ　ｌ）／［Ｖ２＋　！（ｎ　３／ｎ　＋
＞−１１Ｖ　ｌ］になる。したがって、入力電圧■、を
１２Ｖ、出力電圧■２を１４０Ｖとする場合には、第１
の巻線Ｎ＋の巻数ｎ、を１０ターン、第２の巻線Ｎ２の
巻数０２を９６ターンに設定すれば、オンデユーテイｄ
を０．５に設定することができるのである。 すなわち、入力電圧■、と出力電圧Ｖ２との比が比較的
大きい場合でも、インダクタＬの第１の巻線Ｎ、と第２
の巻線Ｎ２との巻比を上記条件式に従って適宜選択すれ
ば、オンデユーテイｄを５０％程度に設定することがで
きるのであって、スイッチング素子Ｑを高周波でオン　
オフ制御するこヒができ、しかも、負荷Ｒに対して確実
に給電することができるのである。また、上述したよう
にスイ・ソチング素子Ｑとして高耐圧のものを用いる一
ｅ要もないのである。

【実施例２】 本実施例は、直流電源Ｅとして、商用交流電源ＡＣを全
波整流回路２によって整流した脈流を入力しているもの
であって、入力電圧のピーク電圧Ｖゆに比較して出力電
圧Ｖ２をほぼ等しくする場合の構成を示している。 すなわち、第９図に示した回路構成に対して、直流電源
Ｅとして脈流を入力する場合、入力電圧のピーク電圧を
Ｖｐ、出力電圧をＶ２とすれば、ピーク電圧が印加され
ているときのオンデユーテイをｄは、ｄ−（Ｖ２−■、
）／Ｖ２になる。したがって、１００Ｖの商用交流電源
ＡＣでは脈流のピーク電圧Ｖ２は約１４０Ｖであって、
出力電圧Ｖ、を１５０Ｖに設定しようとすれば、オンデ
ユーテイｄは、ｄミ（１５０１４０）／１５０４０．０
７になる。 このようにオンデユーテイが小さいときには、スイ・ソ
チング素子Ｑを安定して制御てきない場合がある。 しかるに、本実施例は、このような問題を解決できるよ
うに構成しているのであって、インダクタＬの両巻線Ｎ
　＋　、　Ｎ　２の極性を第３図のようにした昇圧型チ
ョッパ回路を形成している。 この構成によれば、スイッチング素子Ｑがオンになった
ときに、インダクタＬの第１の巻線Ｎに電流が流れ、イ
ンダクタしにエネルギーが蓄積される。一方、スイッチ
ング素子Ｑがオフになれば、インダクタしはエネルギー
を放出するが、このとき、両巻線Ｎ、、Ｎ、が逆極性に
なっているから、巻数が（ｎ　、　−ｎ　＝）になった
のと等価になる。 すなわち、第４図および第５図に示すように、エネルギ
ーを放出する際のインダクタンスが低減されるから、電
流■２のピーク値が高くなるが、エネルギーの放出に要
する時間が短縮される結果、オンデユーテイを大きくと
ることができるのである。ここに、第４１２１は入力電
圧がピーク電圧であるとき、第５図は入力電圧がピーク
電圧以外であるときを示している。

【実施例３】 本実施例は降圧型のチョッパ回路を有した電源装置であ
って、通常は、ダイオードＤのカソードと平滑用コンデ
ンサＣとの間にインダクタＬが挿入されるものであるが
、本実施例では、第６図に示すように、スイッチング素
子Ｑと平滑用コンデンサＣの一端との間に挿入されたイ
ンダクタＬのタップにダイオードのカソードを接続した
構成としている。 従来の構成では、オンデユーテイｄは、入力電圧をＶＩ
、出力電圧をＶ２としたときに、ａ＝Ｖ２／Ｖ１となる
から、入力電圧Ｖ１が１４０Ｖ、出力電圧Ｖ２が１２Ｖ
であれば、オンデユーテイｄは約０．０８になるのであ
って、昇圧型の場合と同機に入力電圧と出力電圧との比
が大きい場合に問題が生じる。 しかるに、本実施例では、第６図の構成とじたことによ
り、第７図に示すように、スイ・・ノチング素子Ｑのオ
ン時とオフ時とでインダクタＬのインダクタンスが変化
することによって、第１の巻線Ｎ１と第２の巻線Ｎ２と
の巻数を適宜選択すれば、入力電圧と出力電圧との比に
かかわらず、オンデユーテイをほぼ５０％に設定するこ
とができるのである。

【実施例４】 本実施例は、実施例３と同様に、降圧型のチョッパ回路
を用いた電源装置であって、第８図に示すように、ダイ
オードＤのカソードと平滑用コンデンサＣとの間にイン
ダクタＬを挿入し、インダクタＬのタップにスイッチン
グ素子Ｑの一端を接続した構成としている。 この構成は、オンデユーテイが大きくなるときに用いる
回路であって、たとえば、入力電圧ＶがＩＯＶ、出力電
圧Ｖ２が９Ｖであれば、従来構成では、オンデユーテイ
ｄが約０．９になっていたが、本実施例では、第９図に
示すように、スイッチング素子Ｑのオン時とオフ時とで
インダクタＬのインダクタンスを変化させるから、第１
の巻線Ｎ、と第２の巻線Ｎ２との巻数を適宜選択すれば
、オンデユーテイをほぼ５０９６に設定することができ
るのである。 上記各実施例では昇圧型のチョッパ回路や降圧型のチョ
ッパ回路についての実施例を示したが、反転量などと称
されるチョッパ回路に本発明の技術思想を適用するのを
妨げるものではない。

【発明の効果】

本発明は上述のように、インダクタを、スイッチング素
子のオン時にエネルギーを蓄積するときのインダクタン
スと、スイッチング素子のオフ時にエネルギーを放出す
るときのインダクタンスとが異なる値になるように接続
した単巻型トランスで構成しているので、エネルギーの
蓄積時と放出時とのインダクタンスを適宜設定すれば、
入角電圧と出力電圧との比が非常に大きい場合や１に近
い場合においても、スイッチング素子のオンデユーテイ
を５０％付近に設定することができて、スイッチング素
子がオフにならなかったり、ダイオードが導通できなか
ったりするなどの問題が生じないのであって、確実な動
作が期待できるという利点がある。また、スイッチング
素子を高周波でオン・オフ制御できるから、インダクタ
を小型化でき、しかも、低ノイズとすることがてきると
いう効果を奏するのである。さらに、単巻型トランスを
用いていているから、インダクタへのエネルギーの蓄積
時と放出時とで鉄芯の総量に変化がなく、インダクタン
スのみが変化するのであり、スイッチング素子の切換時
に高電圧が印加されることがなく、高耐圧のスイッチン
グ素子を必要としないという利点を有するのである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施Ｆｓ１を示す回路図、第２図は同
上の動作説明図、第３図は本発明の実施例２を示す回路
図、第４図および第５図は同上の動作説明図、第６図は
本発明の実施例３を示す回路図、第７図は同上の動作説
明図、第８図は本発明の実施例４を示す回路図、第９図
は同上の動作説明図、第１０図は従来例を示す回路図、
第１１図および第１２図は同上の動作説明図、第１３図
は他の従来例を示す回路図、第１・１図は同上の動作説
明図である。 １・・・制御回路、Ｃ・・・平滑用コンデンサ、Ｄ・・
・ダイオード、Ｅ・・・直流電源、Ｌ・・・インダクタ
、Ｎ・・・第１の巻線、Ｎ２・・・第２の巻線、Ｑ・・
・スイ・・戸チング素子、Ｒ・・・負荷。 第０図 第１１図 代理人　弁理士　石　１）長　七 第１２図 片泊１ ｉ←

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）少なくともスイッチング素子とインダクタとダイ
   オードと平滑コンデンサとを有するチョッパ回路を備え
   、スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、
   オン時にはインダクタにエネルギーを蓄積し、オフ時に
   はインダクタに蓄積されたエネルギーを放出して、平滑
   コンデンサの両端電圧を入力された直流電源とは異なる
   直流電圧に変換する電源装置において、上記インダクタ
   は、スイッチング素子のオン時にエネルギーを蓄積する
   ときのインダクタンスと、スイッチング素子のオフ時に
   エネルギーを放出するときのインダクタンスとが異なる
   値になるように接続した単巻型トランスで構成されて成
   ることを特徴とする電源装置。