JPH04238401A - 誘電体フィルタ - Google Patents
誘電体フィルタInfo
- Publication number
- JPH04238401A JPH04238401A JP2276291A JP2276291A JPH04238401A JP H04238401 A JPH04238401 A JP H04238401A JP 2276291 A JP2276291 A JP 2276291A JP 2276291 A JP2276291 A JP 2276291A JP H04238401 A JPH04238401 A JP H04238401A
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- JP
- Japan
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- filter
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- polarized
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- Pending
Links
- 238000003780 insertion Methods 0.000 claims 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 claims 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 6
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 5
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 5
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 102220298895 rs1025502215 Human genes 0.000 description 1
- 102220162169 rs575633576 Human genes 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタル自動車電話等の
マイクロ周波数帯域の帯域通過フィルタとして有効なら
しめる有極化ＬＣ共振型多段接続誘電体フィルタの構成
に関する。
マイクロ周波数帯域の帯域通過フィルタとして有効なら
しめる有極化ＬＣ共振型多段接続誘電体フィルタの構成
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より周知のＬＣ共振型誘電体単位フ
ィルタを多段接続して、帯域通過特性を得るために、目
的とする特性に応じたタイプの基準ローパスフィルタの
素子値より計算によって求めるのが一般的であり、従っ
て各共振素子の値は理論上計算値が用いられている。
ィルタを多段接続して、帯域通過特性を得るために、目
的とする特性に応じたタイプの基準ローパスフィルタの
素子値より計算によって求めるのが一般的であり、従っ
て各共振素子の値は理論上計算値が用いられている。
【０００３】ところで図１に例示する多段構成の誘電体
フィルタ（本実施例では３段）において、中央のユニッ
トを挟んでその前、後の隣接段（本実施例では入、出力
段に相当）に対して有極化のための容量素子Ｃｐ が接
続されている。
フィルタ（本実施例では３段）において、中央のユニッ
トを挟んでその前、後の隣接段（本実施例では入、出力
段に相当）に対して有極化のための容量素子Ｃｐ が接
続されている。
【０００４】また基準ローパスフィルタをバンドパスフ
ィルタに変換してアンテナフィルタとして実用する場合
には、受信段では送信帯域を十分減衰させ、送信段につ
いては受信帯域を減衰させるといった具合に、所要帯域
を十分減衰させるために前記の如く有極化の素子結合が
施されることが多い。
ィルタに変換してアンテナフィルタとして実用する場合
には、受信段では送信帯域を十分減衰させ、送信段につ
いては受信帯域を減衰させるといった具合に、所要帯域
を十分減衰させるために前記の如く有極化の素子結合が
施されることが多い。
【０００５】本実施例における上記中央の単位フィルタ
を挟んでその上、下段に跨がって接がれる有極化素子Ｃ
ｐ の値は、減衰極の周波数と中央の共振ユニットの共
振素子Ｃ２ 、Ｌ２ 及びカップリング段間コンデンサ
Ｃ１２、Ｃ２３とによって決定されるが、共振器の選択
度Ｑ＝３００（抵抗損失を含む）とし、中心周波数９０
０ＭＨｚ、減衰極周波数８６０ＭＨｚ、帯域幅３ｄＢ＝
４６．２５ＭＨｚに設定し、バターワース型でフィルタ
を設計すると、図１の回路素子値は、夫々次のようにな
り、有極化を施した場合の所要の周波数帯域（９００Ｍ
Ｈｚ近傍）での周波数振幅特性は、図３（Ａ）の実線で
示すように著しく劣化し、そのスミスチャートは同図（
Ｂ）の実線のようになった。 Ｃ０１＝Ｃ３４＝２．９０９５Ｘ１０−１２ （Ｆａｒ
ａｄ）、Ｃ１２＝Ｃ２３＝１．００９４Ｘ１０−１２
（Ｆａｒａｄ）、Ｃ１ ＝Ｃ３ ＝２．５０３３Ｘ１０
−１１ （Ｆａｒａｄ）、Ｃ２ ＝２．５７５９Ｘ１０
−１１ （Ｆａｒａｄ）、Ｒ１ ＝Ｒ２ ＝Ｒ３ ＝１
，９０９．８６ （Ｏｈｍ）、Ｌ１ ＝Ｌ２ ＝Ｌ３
＝１．１２５８Ｘ１０−９（Ｈｅｎｒｙ）、 ＣＰ ＝３．８５３３Ｘ１０−１３ （Ｆａｒａｄ）こ
こに同図中、点線で示す曲線は、有極化素子を除去した
場合（無極化）の特性を表わしている。
を挟んでその上、下段に跨がって接がれる有極化素子Ｃ
ｐ の値は、減衰極の周波数と中央の共振ユニットの共
振素子Ｃ２ 、Ｌ２ 及びカップリング段間コンデンサ
Ｃ１２、Ｃ２３とによって決定されるが、共振器の選択
度Ｑ＝３００（抵抗損失を含む）とし、中心周波数９０
０ＭＨｚ、減衰極周波数８６０ＭＨｚ、帯域幅３ｄＢ＝
４６．２５ＭＨｚに設定し、バターワース型でフィルタ
を設計すると、図１の回路素子値は、夫々次のようにな
り、有極化を施した場合の所要の周波数帯域（９００Ｍ
Ｈｚ近傍）での周波数振幅特性は、図３（Ａ）の実線で
示すように著しく劣化し、そのスミスチャートは同図（
Ｂ）の実線のようになった。 Ｃ０１＝Ｃ３４＝２．９０９５Ｘ１０−１２ （Ｆａｒ
ａｄ）、Ｃ１２＝Ｃ２３＝１．００９４Ｘ１０−１２
（Ｆａｒａｄ）、Ｃ１ ＝Ｃ３ ＝２．５０３３Ｘ１０
−１１ （Ｆａｒａｄ）、Ｃ２ ＝２．５７５９Ｘ１０
−１１ （Ｆａｒａｄ）、Ｒ１ ＝Ｒ２ ＝Ｒ３ ＝１
，９０９．８６ （Ｏｈｍ）、Ｌ１ ＝Ｌ２ ＝Ｌ３
＝１．１２５８Ｘ１０−９（Ｈｅｎｒｙ）、 ＣＰ ＝３．８５３３Ｘ１０−１３ （Ｆａｒａｄ）こ
こに同図中、点線で示す曲線は、有極化素子を除去した
場合（無極化）の特性を表わしている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】そこで本発明は無極フ
ィルタに対する設計公式より求められた回路素子を備え
た有極化誘電体多段フィルタにおいて、有極化のための
結合素子の付加によって周波数阻止域の劣化をもたらす
原因に注目し、有極化によって劣化した周波数特性を最
適且つ簡易に補正するにある。
ィルタに対する設計公式より求められた回路素子を備え
た有極化誘電体多段フィルタにおいて、有極化のための
結合素子の付加によって周波数阻止域の劣化をもたらす
原因に注目し、有極化によって劣化した周波数特性を最
適且つ簡易に補正するにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明においては、多段
構成フィルタの有極化素子が接続されたＬ、Ｃ共振素子
の素子値を無極フィルタの設計計算値より求まる値を限
界としてこれよりも小又は大なる値に選定することによ
り、通過損失を減少せしめるとともに周波数特性を最適
に改善せしめるものである。
構成フィルタの有極化素子が接続されたＬ、Ｃ共振素子
の素子値を無極フィルタの設計計算値より求まる値を限
界としてこれよりも小又は大なる値に選定することによ
り、通過損失を減少せしめるとともに周波数特性を最適
に改善せしめるものである。
【０００８】
【実施例】図１の多段フィルタ構成において、コンデン
サＣ１ 、Ｃ２ 、Ｃ３ 、損失抵抗分のＲ１ 、Ｒ２
、Ｒ３ 及び、インダクタＬ１ 、Ｌ２ 、Ｌ３ に
よって構成される夫々の共振器ＲＥＳＯ１乃至３の単位
フィルタが、入出力、段間コンデンサＣ０１、Ｃ１２、
Ｃ２３、Ｃ３４によって段間が結合され、入力ＩＮＰＵ
Ｔ側と出力ＯＵＴＰＵＴ側とに跨がって有極化素子Ｃｐ
によって容量結合されている。
サＣ１ 、Ｃ２ 、Ｃ３ 、損失抵抗分のＲ１ 、Ｒ２
、Ｒ３ 及び、インダクタＬ１ 、Ｌ２ 、Ｌ３ に
よって構成される夫々の共振器ＲＥＳＯ１乃至３の単位
フィルタが、入出力、段間コンデンサＣ０１、Ｃ１２、
Ｃ２３、Ｃ３４によって段間が結合され、入力ＩＮＰＵ
Ｔ側と出力ＯＵＴＰＵＴ側とに跨がって有極化素子Ｃｐ
によって容量結合されている。
【０００９】そこで前記設計公式より求った回路素子の
内、有極化素子が接続された回路素子即ちインダクタＬ
１ 及びＬ３ のみを計算値１．１２５８Ｘ１０−９（
Ｈ）より小さいＬ１ ＝Ｌ３ ＝１．０９５０Ｘ１０９
（Ｈ）に選定する以外、他は同一条件として総合の周
波数特性を測定し、スミスチャートによりグラフ化する
と、図２において同図（Ａ）、（Ｂ）のように前記無極
化フィルタの設計公式に基いて選定した回路素子値を用
いた場合の特性図３（Ａ）に比し、帯域通過周波数の損
失が最小に抑えられ、通過帯域から見て下側阻止域の減
衰量が大きく、中心周波数が設計値よりも高い周波数側
に移動していることが判る。
内、有極化素子が接続された回路素子即ちインダクタＬ
１ 及びＬ３ のみを計算値１．１２５８Ｘ１０−９（
Ｈ）より小さいＬ１ ＝Ｌ３ ＝１．０９５０Ｘ１０９
（Ｈ）に選定する以外、他は同一条件として総合の周
波数特性を測定し、スミスチャートによりグラフ化する
と、図２において同図（Ａ）、（Ｂ）のように前記無極
化フィルタの設計公式に基いて選定した回路素子値を用
いた場合の特性図３（Ａ）に比し、帯域通過周波数の損
失が最小に抑えられ、通過帯域から見て下側阻止域の減
衰量が大きく、中心周波数が設計値よりも高い周波数側
に移動していることが判る。
【００１０】本実施例では、コンデンサを有極化結合素
子として用いたが、コンデンサに代えてインダクタを用
いた誘導結合によっても本発明は同等の効果を得ること
ができるが、誘導結合による有極化の場合には入、出力
段の共振素子を公式による計算値より大きい素子値に選
定することによって中心周波数９００ＭＨｚの上側での
阻止帯域が、容量性有極化の場合と同等の減衰量が改善
されることになる。
子として用いたが、コンデンサに代えてインダクタを用
いた誘導結合によっても本発明は同等の効果を得ること
ができるが、誘導結合による有極化の場合には入、出力
段の共振素子を公式による計算値より大きい素子値に選
定することによって中心周波数９００ＭＨｚの上側での
阻止帯域が、容量性有極化の場合と同等の減衰量が改善
されることになる。
【００１１】なお本発明が設計公式より求めた素子値に
基づいて多段接続するとともに、コンデンサによって有
極化した誘電体フィルタは、図３の実線で示す周波数特
性の（Ａ）、スミスチャート（Ｂ）から判るように、中
心周波数の位置が点線で示す無極化時の特性よりも右側
にずれていることから、有極化素子と接がる入出力段の
回路素子（本実施例ではＣ１ 及びＣ３ ）を夫々設計
公式より求めた計算値よりも小さく選定して補正できる
という推論を導き出したものである。
基づいて多段接続するとともに、コンデンサによって有
極化した誘電体フィルタは、図３の実線で示す周波数特
性の（Ａ）、スミスチャート（Ｂ）から判るように、中
心周波数の位置が点線で示す無極化時の特性よりも右側
にずれていることから、有極化素子と接がる入出力段の
回路素子（本実施例ではＣ１ 及びＣ３ ）を夫々設計
公式より求めた計算値よりも小さく選定して補正できる
という推論を導き出したものである。
【００１２】従って図２より判るように、中心周波数９
００ＭＨｚ近傍の周波数特性が平坦であり、阻止帯域の
減衰量が補正前即ち図３（Ａ）に実線で表した特性に比
し改善されている。換言すれば、通過帯域の中心周波数
近傍の周波数特性が平坦であり且つその下側帯域での減
衰量が大きくとれることが判った。
００ＭＨｚ近傍の周波数特性が平坦であり、阻止帯域の
減衰量が補正前即ち図３（Ａ）に実線で表した特性に比
し改善されている。換言すれば、通過帯域の中心周波数
近傍の周波数特性が平坦であり且つその下側帯域での減
衰量が大きくとれることが判った。
【００１３】かくして本発明は、コンデンサ又はインダ
クタの有極化結合素子の接続される共振器を構成するイ
ンダクタ若しくはコンデンサの何れでも、入、出力側の
隣接段によって１つの共振器を挟合する構成である限り
、これらの素子値を無極化フィルタの設計公式により求
まる計算値を限界として、それより上、下に夫々選定す
れば、本発明の目的を達成することができる。
クタの有極化結合素子の接続される共振器を構成するイ
ンダクタ若しくはコンデンサの何れでも、入、出力側の
隣接段によって１つの共振器を挟合する構成である限り
、これらの素子値を無極化フィルタの設計公式により求
まる計算値を限界として、それより上、下に夫々選定す
れば、本発明の目的を達成することができる。
【００１４】
【発明の効果】かくて本発明によれば、１つの共振器単
位を挟んで、これと隣接する入、出力側に有極化結合さ
れる多段接続誘電体フィルタにおいて、入、出力側共振
器の回路素子値を、単純に求まる無極化フィルタの設計
公式による計算値を境界として、これより小又は大に選
定することによって、通過帯域の中心周波数が高い周波
数に移動し、通過帯域の損失及び通過帯域内損失偏移を
最小に抑制することができ、通過帯域よりも下側又は上
側の阻止域の減衰量を大きくすることができるため、従
前、フィルタの回路素子値をカットアンドトライにより
求めていた設計工数を著しく削減するに寄与し、ひいて
は消費電力の低減と信号伝送チャンネルの増加にも対処
することができる。
位を挟んで、これと隣接する入、出力側に有極化結合さ
れる多段接続誘電体フィルタにおいて、入、出力側共振
器の回路素子値を、単純に求まる無極化フィルタの設計
公式による計算値を境界として、これより小又は大に選
定することによって、通過帯域の中心周波数が高い周波
数に移動し、通過帯域の損失及び通過帯域内損失偏移を
最小に抑制することができ、通過帯域よりも下側又は上
側の阻止域の減衰量を大きくすることができるため、従
前、フィルタの回路素子値をカットアンドトライにより
求めていた設計工数を著しく削減するに寄与し、ひいて
は消費電力の低減と信号伝送チャンネルの増加にも対処
することができる。
【図１】本発明を実施する容量性有極化を例とした多段
誘電体フィルタの回路構成図である。
誘電体フィルタの回路構成図である。
【図２】（Ａ）、（Ｂ）は本発明を実施した通過帯域周
波数に対する損失特性曲線及びスミスチャートグラフで
ある。
波数に対する損失特性曲線及びスミスチャートグラフで
ある。
【図３】（Ａ）、（Ｂ）は従前の設計公式通りの計算結
果を利用した回路素子値による通過帯域周波数に対する
損失特性曲線及びスミスチャートグラフである。
果を利用した回路素子値による通過帯域周波数に対する
損失特性曲線及びスミスチャートグラフである。
ＲＥＳＯ１、ＲＥＳＯ２、ＲＥＳＯ３
共振器１、２、３ Ｃ１ 、Ｃ２ 、Ｃ３
共振器コンデンサ Ｌ１ 、Ｌ２ 、Ｌ３
共振器インダクタ Ｒ１ 、Ｒ２ 、Ｒ３
共振器の損失抵抗Ｃ１２、Ｃ２３
段間コ
ンデンサ Ｃ０１、Ｃ３４
入、出力コンデンサ Ｃｐ
有極化コンデンサ
共振器１、２、３ Ｃ１ 、Ｃ２ 、Ｃ３
共振器コンデンサ Ｌ１ 、Ｌ２ 、Ｌ３
共振器インダクタ Ｒ１ 、Ｒ２ 、Ｒ３
共振器の損失抵抗Ｃ１２、Ｃ２３
段間コ
ンデンサ Ｃ０１、Ｃ３４
入、出力コンデンサ Ｃｐ
有極化コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】ＬＣ共振単位を多段接続し、少なくとも特
定のＬＣ共振ユニットを挟合する前、後段に、所要周波
数帯域での減衰量を得るために有極化素子を結合して成
る高周波誘電体フィルタ構成において、少なくとも上記
誘電体フィルタ共振単位を挟む入、出力側に夫々配設さ
れた各共振ユニットの共振素子の各素子値が、上記誘電
体フィルタの通過帯域の挿入損失及び通過帯域内損失偏
移を最小ならしめ、且つ通過帯域から見て下側又は上側
の阻止域の減衰量を大ならしめる如く、無極フィルタの
設計計算値を限界として、之より小又は大なる値に選定
された回路素子により成ることを特徴とする誘電体フィ
ルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2276291A JPH04238401A (ja) | 1991-01-22 | 1991-01-22 | 誘電体フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2276291A JPH04238401A (ja) | 1991-01-22 | 1991-01-22 | 誘電体フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04238401A true JPH04238401A (ja) | 1992-08-26 |
Family
ID=12091693
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2276291A Pending JPH04238401A (ja) | 1991-01-22 | 1991-01-22 | 誘電体フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04238401A (ja) |
-
1991
- 1991-01-22 JP JP2276291A patent/JPH04238401A/ja active Pending
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