JP6703851B2 - 可変バンドパスフィルタ - Google Patents

Description

本発明は、複同調器を備える可変バンドパスフィルタに関する。

可変バンドパスフィルタとして、単数のＬＣ並列共振器を有する単同調器を備えるものと、複数のＬＣ並列共振器を有する複同調器を備えるものと、が従来から存在する。

単同調器では、ＬＣ並列共振器の回路定数を調整するのみでは、通過帯域幅を容易に調整することができないが、インピーダンスが中心周波数に依存しないため、入出力側のソースインピーダンスとの間のインピーダンス整合を容易に図ることができる。

複同調器では、ＬＣ並列共振器の結合係数を調整することにより、通過帯域幅を容易に調整することができるが、インピーダンスが中心周波数に依存するため、入出力側のソースインピーダンスとの間のインピーダンス整合を容易に図ることができない。

特開２００４−２４８１２１号公報 特表平１１−５０４１８２号公報

特許文献１、２では、互いに「容量」結合される複数のＬＣ並列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタが開示されている。なお、入出力側のソースインピーダンスとの間のインピーダンス整合を図ることについては、特許文献１、２では開示されていないが、図１及び図２に示す技術が従来から存在する。

従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を図１に示す。従来技術の可変バンドパスフィルタ１は、複同調器１１及びインピーダンス整合回路１２から構成される。複同調器１１は、結合コンデンサＣ_ｃにより互いに「容量」結合される２個の並列共振器１１１から構成される。インピーダンス整合回路１２は、複同調器１１のインピーダンスＲ_ｒと入出力側のソースインピーダンスＲ_ｉｎ、Ｒ_ｏｕｔの間の整合を図る。

複同調器１１では、可変キャパシタンスを有する共振コンデンサＣ_ｒと固定インダクタンスを有する共振インダクタＬ_ｒが並列接続される並列共振器１１１が、固定キャパシタンスを有する結合コンデンサＣ_ｃにより、２個互いに容量結合される。インピーダンス整合回路１２は、共振インダクタＬ_ｒと対向インダクタが巻き付いたトランスを有する。

従来技術の可変バンドパスフィルタについて、インピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を、図２の上側及び下側にそれぞれ示す。

複同調器１１のインピーダンスＲ_ｒは、結合コンデンサＣ_ｃに起因して、可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ_０（＝１／２π√（Ｌ_ｒＣ_ｒ））に反比例する。インピーダンス整合回路１２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｔは、インピーダンス整合回路１２のトランスに起因して、可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ_０に依存しない。よって、インピーダンス整合回路１２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｔは、複同調器１１のインピーダンスＲ_ｒと、可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ_０のあるポイントにおいてしか等しくすることができない。つまり、複同調器１１のインピーダンスＲ_ｒと入出力側のソースインピーダンスＲ_ｉｎ、Ｒ_ｏｕｔの間の整合は、可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ_０の狭い可変範囲においてしか図ることができない。

複同調器１１の比帯域は、可変素子が共振コンデンサＣ_ｒであるとともに、結合素子が結合コンデンサＣ_ｃであることから、可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ_０の２乗に比例する。よって、複同調器１１の比帯域は、可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ_０の狭い可変範囲においても一定とすることができない。

そこで、前記課題を解決するために、本発明は、複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複同調器の共振コンデンサのキャパシタンスを可変させるだけで、複同調器のインピーダンスと入出力側のソースインピーダンスの間の整合を、可変バンドパスフィルタの中心周波数の広い可変範囲において図るとともに、複同調器の比帯域を、可変バンドパスフィルタの中心周波数の広い可変範囲において一定とすることを目的とする。

上記目的を達成するために、互いに「磁界」結合される２個のＬＣ並列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタを採用することにした。よって、複同調器のインピーダンスは、磁界結合に起因して、可変バンドパスフィルタの中心周波数に比例する。そして、複同調器の比帯域は、可変素子が共振コンデンサである一方で、結合方法が磁界結合であることから、可変バンドパスフィルタの中心周波数に依存しない。

さらに、ＬＣ回路からなるインピーダンス整合回路において、並列共振周波数が実数であり共振時インピーダンスが発散する通常の並列共振を採用することなく、並列共振周波数が虚数であり共振時インピーダンスが発散しない並列虚数共振を採用することとした。よって、インピーダンス整合回路を介した入出力側のソースインピーダンスは、可変バンドパスフィルタの中心周波数に比例する複同調器のインピーダンスと、可変バンドパスフィルタの中心周波数の広い可変範囲においてほぼ等しくすることができる。つまり、複同調器のインピーダンスと入出力側のソースインピーダンスの間の整合は、可変バンドパスフィルタの中心周波数の広い可変範囲において図ることができる。そして、後述のように、可変バンドパスフィルタの中心周波数を可変にするには、複同調器の共振コンデンサを可変とすればよく、インピーダンス整合回路のＬＣ素子を固定としてもよい。

このように、本発明は、複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複同調器の共振コンデンサのキャパシタンスを可変させるだけで、複同調器のインピーダンスと入出力側のソースインピーダンスの間の整合を、可変バンドパスフィルタの中心周波数の広い可変範囲において図るとともに、複同調器の比帯域を、可変バンドパスフィルタの中心周波数の広い可変範囲において一定とすることができる。

従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を示す図である。 第１実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第１実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を示す図である。 第１実施形態の可変バンドパスフィルタの片側等価回路を示す図である。 第１実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性のシミュレーション結果を示す図である。 第１実施形態の可変バンドパスフィルタの通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を示す図である。 第２実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第２実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を示す図である。 第３実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第３実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を示す図である。 第３実施形態の可変バンドパスフィルタの回路動作原理を示す図である。 第４実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第４実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を示す図である。 第５実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第５実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を示す図である。 第６実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第６実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を示す図である。

添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施の例であり、本発明は以下の実施形態に制限されるものではない。

（第１実施形態）
第１実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図３に示す。第１実施形態の可変バンドパスフィルタ２は、複同調器２１及びインピーダンス整合回路２２から構成される。複同調器２１は、トランス等により互いに「磁界」結合される２個の並列共振器２１１から構成される。インピーダンス整合回路２２は、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒと入出力側のソースインピーダンスＲ_ｉｎ、Ｒ_ｏｕｔの間の整合を図る。

複同調器２１では、可変キャパシタンスを有する共振コンデンサＣ_ｒと固定インダクタンスを有する共振インダクタＬ_ｒが並列接続される並列共振器２１１が、共振インダクタＬ_ｒ同士間の相互インダクタンスにより、２個互いに磁界結合（結合係数ｋ_ｒ）される。

インピーダンス整合回路２２は、固定インダクタンスを有し共振インダクタＬ_ｒと逆相で磁界結合（結合係数ｋ_ｔ）される結合インダクタＬ_ｔと、固定インダクタンスを有し結合インダクタＬ_ｔと直列接続される直列インダクタＬ_ｓと、固定キャパシタンスを有し直列インダクタＬ_ｓと並列接続され並列共振器２１１と直列接続される飛越コンデンサＣ_ｆと、共振コンデンサＣ_ｒに含有され等価的に結合インダクタＬ_ｔと並列接続されるシャントコンデンサＣ_ｓ（図１２において、詳細について説明する。）と、を有する。

第１実施形態では、共振インダクタＬ_ｒ同士は、同相で磁界結合される。変形例として、共振インダクタＬ_ｒ同士は、逆相で磁界結合されてもよい。

第１実施形態の可変バンドパスフィルタについて、インピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を、図４の上側及び下側にそれぞれ示す。

複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒは、共振インダクタＬ_ｒ同士間の相互インダクタンスに起因して、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０にほぼ比例する。インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の可変範囲に応じて、振舞が異なる。

ここで、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０は、おおよそ１／２π√（Ｌ_ｒＣ_ｒ）であるが、厳密には１／２π√（Ｌ_ｒ（Ｃ_ｒ−Ｃ_ｓ））である。なぜならば、後述のように、共振コンデンサＣ_ｒは、等価的にＬ型整合回路の一部であるシャントコンデンサＣ_ｓと、並列共振器２１１の一部である並列共振コンデンサと、を含有するからである。

可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の可変範囲のうち、最も低周波数側の第１可変範囲について説明する。インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、直列インダクタＬ_ｓ及びシャントコンデンサＣ_ｓに起因して、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して正の曲率（ｄ^２Ｒ_ｍ／ｄｆ_０ ^２＞０）を有し、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒより所定の許容量だけ小さくほぼ等しい。

具体的には、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍが、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の２乗に比例するように、固定インダクタンスを有しＬ型整合回路の一部である直列インダクタＬ_ｓに対して、可変キャパシタンスを有し等価的にＬ型整合回路の一部であるシャントコンデンサＣ_ｓを決める。

そして、結合インダクタＬ_ｔ及び共振インダクタＬ_ｒを介するインピーダンス変換比率に応じて、可変キャパシタンスを有し等価的にＬ型整合回路の一部であるシャントコンデンサＣ_ｓに対して、可変キャパシタンスを有し並列共振器２１１の一部であるシャントコンデンサＣ_ｓを決める。よって、共振コンデンサＣ_ｒは、可変キャパシタンスを有し等価的にＬ型整合回路の一部であるシャントコンデンサＣ_ｓと、可変キャパシタンスを有し並列共振器２１１の一部である並列共振コンデンサと、を並列に含有する。

可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の可変範囲のうち、第１可変範囲より高周波数側の第２可変範囲について説明する。インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、結合インダクタＬ_ｔ及び飛越コンデンサＣ_ｆにより並列共振周波数が虚数である虚数共振（図５において、詳細について説明する。）に起因して、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して負の曲率（ｄ^２Ｒ_ｍ／ｄｆ_０ ^２＜０）を有し、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒより所定の許容量だけ大きくほぼ等しい。

第１実施形態の可変バンドパスフィルタの片側等価回路を図５に示す。図５の上段は、図３に示した並列共振器２１１及びインピーダンス整合回路２２を示す。図５の中段は、図５の上段に示した磁界結合を含む回路を、Ｔ型回路に変換したものを示す。図５の下段は、図５の中段に示したＴ型回路に、Ｙ−Δ変換を実行したものを示す。

ここで、結合インダクタＬ_ｔと共振インダクタＬ_ｒは、逆相で磁界結合される。よって、Ｔ型回路への変換後において、並列インダクタのインダクタンスは、−Ｍ（＝−ｋ_ｔ√（Ｌ_ｒＬ_ｔ）＜０）となり、直列インダクタのインダクタンスは、Ｌ_ｓ＋Ｌ_ｔ＋Ｍ及びＬ_ｒ＋Ｍとなる。そして、Ｙ−Δ変換の実行後において、直列インダクタのインダクタンスは、Ｌ_１（＜０）となり、並列インダクタのインダクタンスは、Ｌ_２及びＬ_３となる。

ここで、直列インダクタＬ_１（＜０）と飛越コンデンサＣ_ｆ（＞０）は、並列接続される。よって、並列共振周波数が虚数（＝−ｊ／２π√（｜Ｌ_１｜Ｃ_ｆ））であり、共振時インピーダンスが発散しない、並列虚数共振が発生する。そして、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して負の曲率（ｄ^２Ｒ_ｍ／ｄｆ_０ ^２＜０）を有する。

このように、第１、２可変範囲において、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍが、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒと比べて、ほぼ等しくなるように、インピーダンス整合回路２２の結合インダクタＬ_ｔ、直列インダクタＬ_ｓ、飛越コンデンサＣ_ｆ、シャントコンデンサＣ_ｓ及び結合係数ｋ_ｔを設計すればよい。

ここで、ＶＳＷＲ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｔａｎｄｉｎｇ Ｗａｖｅ Ｒａｔｉｏ）を考慮すれば、上述の所定の許容量（Ｒ_ｍ（インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンス）とＲ_ｒ（複同調器２１のインピーダンス）の差分量に対する許容量）は、第１可変範囲では、第２可変範囲より、小さな量となることが望ましい。

よって、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒと、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の広い可変範囲においてほぼ等しくすることができる。つまり、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒと入出力側のソースインピーダンスＲ_ｉｎ、Ｒ_ｏｕｔの間の整合は、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の広い可変範囲において図ることができる。

そして、複同調器２１の比帯域は、可変素子が共振コンデンサＣ_ｒである一方で、結合方法が磁界結合であることから、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に依存しない。よって、複同調器２１の比帯域は、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の広い可変範囲（第１、２可変範囲）において一定とすることができる。

さらに、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０を可変にするには、複同調器２１の共振コンデンサＣ_ｒを可変とすればよく、インピーダンス整合回路２２の結合インダクタＬ_ｔ、直列インダクタＬ_ｓ、飛越コンデンサＣ_ｆ及び結合係数ｋ_ｔを固定としてもよい。

第１実施形態の可変バンドパスフィルタについて、インピーダンス整合特性のシミュレーション結果を図６に示す。飛越コンデンサＣ_ｆがない場合には、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の２乗に比例する。飛越コンデンサＣ_ｆがある場合には、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、第１可変範囲（０．５×１０^７Ｈｚ〜１．５×１０^７Ｈｚ）及び第２可変範囲（１．５×１０^７Ｈｚ〜３．５×１０^７Ｈｚ）において、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒとほぼ等しくなる。

第１実施形態の可変バンドパスフィルタについて、通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を図７に示す。図７の上段は、図３及び図１に示した第１実施形態及び従来技術の可変バンドパスフィルタにおける、中心周波数ｆ_０を様々に設定した場合の通過特性について、実線及び破線でそれぞれ示す。図７の下段は、図３及び図１に示した第１実施形態及び従来技術の可変バンドパスフィルタにおける、中心周波数ｆ_０を様々に設定した場合のリターンロスについて、実線及び破線でそれぞれ示す。

図１に示した従来技術の可変バンドパスフィルタ１では、中心周波数ｆ_０が減少すると、通過ロスが増大し、リターンロスが劣化し、比帯域が減少し（図２の下段も参照。）、可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ_０の可変範囲が狭くなる。

図３に示した第１実施形態の可変バンドパスフィルタ２では、中心周波数ｆ_０が減少しても、通過特性が高く維持され、リターンロスが低く維持され、比帯域が一定であり（図４の下段も参照。）、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の可変範囲が広くなる。

（第２実施形態）
第２実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図８に示す。第２実施形態では、第１実施形態と比べて、以下に説明する構成が追加される。

インピーダンス整合回路２２は、固定インダクタンスを有し結合インダクタＬ_ｔ及び直列インダクタＬ_ｓと並列接続されるシャントインダクタＬ_ｂ、をさらに有する。インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｉｎ、Ｒ_ｏｕｔは、結合インダクタＬ_ｔ、直列インダクタＬ_ｓ、共振インダクタＬ_ｒ及び結合インダクタＬ_ｔの間の相互インダクタ、並びに、シャントインダクタＬ_ｂにおける分圧比に応じて決まる。

第２実施形態の可変バンドパスフィルタについて、インピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を、図９の上側及び下側にそれぞれ示す。

結合インダクタＬ_ｔ及び共振インダクタＬ_ｒを介するインピーダンス変換比率は、結合インダクタＬ_ｔ及び共振インダクタＬ_ｒの巻き数及び結合係数ｋ_ｔで決まる。しかし、結合インダクタＬ_ｔ及び共振インダクタＬ_ｒの巻き数及び結合係数ｋ_ｔは、正確に設定することが難しい。よって、シャントインダクタＬ_ｂなしでは、結合インダクタＬ_ｔ及び共振インダクタＬ_ｒを介するインピーダンス変換比率は、正確に設定することが難しい。そして、シャントインダクタＬ_ｂなしでは、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒとほぼ等しくすることが難しい。

そこで、シャントインダクタＬ_ｂの追加前に、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍを、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒよりやや大きめにする。そして、シャントインダクタＬ_ｂの追加後に、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍを、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒとほぼ等しくする。このように、シャントインダクタＬ_ｂの追加前にやや大きめであった、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍを、シャントインダクタＬ_ｂの追加後に分圧回路を用いて、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒとほぼ等しくする。もっとも、シャントインダクタＬ_ｂなしでも、トランスの巻き数及び結合係数ｋ_ｔのみにより、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍを、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒとほぼ等しくすることができる場合もあり得る。

（第３実施形態）
第３実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図１０に示す。第３実施形態では、第２実施形態と比べて、以下に説明する構成が追加される。

インピーダンス整合回路２２は、固定キャパシタンスを有するフィルタ用コンデンサと固定インダクタンスを有するフィルタ用インダクタとからなる固定バンドパスフィルタ２２２を入出力側にさらに有し、結合インダクタＬ_ｔと直列インダクタＬ_ｓと飛越コンデンサＣ_ｆとシャントコンデンサＣ_ｓとからなる磁界結合部２２１を複同調器２１側に有する。

固定バンドパスフィルタ２２２では、フィルタ用コンデンサＣ_ｂは、結合インダクタＬ_ｔと並列接続され、フィルタ用インダクタＬ_ａは、結合インダクタＬ_ｔと直列接続され、フィルタ用コンデンサＣ_ａは、結合インダクタＬ_ｔと直列接続される。

第３実施形態の可変バンドパスフィルタについて、インピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を、図１１の上側及び下側にそれぞれ示す。

可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の可変範囲のうち、第１可変範囲より高周波数側の第２可変範囲について説明する。インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、上記虚数共振及びフィルタ用コンデンサＣ_ｂに起因して、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して負の曲率（ｄ^２Ｒ_ｍ／ｄｆ_０ ^２＜０）を有し、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒより所定の許容量だけ大きくほぼ等しい。

可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の可変範囲のうち、第２可変範囲より高周波数側の第３可変範囲について説明する。インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、フィルタ用インダクタＬ_ａに起因して、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して正の曲率（ｄ^２Ｒ_ｍ／ｄｆ_０ ^２＞０）を有し、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒより所定の許容量だけ小さくほぼ等しい。

第３実施形態の可変バンドパスフィルタの回路動作原理を図１２に示す。図１２の上段は、直列インダクタＬ_ｓとシャントコンデンサＣ_ｓとを備えるＬ型整合回路を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍを示す。図１２の中段は、フィルタ用コンデンサＣ_ｂをさらに備えるＬ型整合回路を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍを示す。図１２の下段は、フィルタ用インダクタＬ_ａとフィルタ用コンデンサＣ_ａとをさらに備えるＬ型整合回路を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍを示す。

図１２の上段に示したＬ型整合回路において、入出力側のソースインピーダンスＲ_ｉｎ、Ｒ_ｏｕｔは、直列インダクタＬ_ｓの大きさ及び可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に応じて、等リアクタンス円上を誘導性方向にシフトする。そして、シャントコンデンサＣ_ｓの大きさ及び可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に応じて、等サセプタンス円上を容量性方向にシフトする。ここで、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍが実数となるように、シャントコンデンサＣ_ｓの大きさが決められる。よって、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の２乗に比例する値となる。

図１２の中段に示したＬ型整合回路において、入出力側のソースインピーダンスＲ_ｉｎ、Ｒ_ｏｕｔは、フィルタ用コンデンサＣ_ｂの大きさ及び可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に応じて、等サセプタンス円上を容量性方向にシフトする。そして、直列インダクタＬ_ｓの大きさ及び可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に応じて、等リアクタンス円上を誘導性方向にシフトする。さらに、シャントコンデンサＣ_ｓの大きさ及び可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に応じて、等サセプタンス円上を容量性方向にシフトする。よって、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、低周波数側の第１可変範囲において、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の２乗に比例する値となる。しかし、高周波数側の第２可変範囲において、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の２乗に比例する値より小さくなり、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して負の曲率（ｄ^２Ｒ_ｍ／ｄｆ_０ ^２＜０）を有する。

図１２の下段に示したＬ型整合回路において、入出力側のソースインピーダンスＲ_ｉｎ、Ｒ_ｏｕｔは、フィルタ用コンデンサＣ_ｂの大きさ及び可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に応じて、等サセプタンス円上を容量性方向にシフトする。そして、フィルタ用インダクタＬ_ａの大きさ及び可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に応じて、等リアクタンス円上を誘導性方向にシフトする。よって、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、高周波数側の第２可変範囲において、フィルタ用コンデンサＣ_ｂに起因して、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して負の曲率（ｄ^２Ｒ_ｍ／ｄｆ_０ ^２＜０）を有する。そして、さらに高周波数側の第３可変範囲において、フィルタ用インダクタＬ_ａに起因して、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して正の曲率（ｄ^２Ｒ_ｍ／ｄｆ_０ ^２＞０）を有する。さらに、フィルタ用コンデンサＣ_ａの大きさを調整することにより、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍを複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒに一層フィットさせることができる。

（第４実施形態）
第４実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図１３に示す。第４実施形態では、第２実施形態と比べて、以下に説明する構成が追加される。

インピーダンス整合回路２２は、固定キャパシタンスを有するフィルタ用コンデンサと固定インダクタンスを有するフィルタ用インダクタとからなる固定バンドパスフィルタ２２２を入出力側にさらに有し、結合インダクタＬ_ｔと直列インダクタＬ_ｓと飛越コンデンサＣ_ｆとシャントコンデンサＣ_ｓとからなる磁界結合部２２１を複同調器２１側に有する。

ここで、第３実施形態では、図１０に示したように、固定バンドパスフィルタ２２２は、２段のフィルタであり、フィルタの各段は、単純な直列又は並列の共振部である。一方で、第４実施形態では、図１３に示したように、固定バンドパスフィルタ２２２は、何段のフィルタでもよく、フィルタの各段は、任意の共振部でもよい。

第４実施形態の可変バンドパスフィルタについて、インピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を、図１４の上側及び下側にそれぞれ示す。

可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の可変範囲のうち、第２可変範囲より高周波数側の可変範囲について説明する。インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、固定バンドパスフィルタ２２２に起因して、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒより所定の許容量だけ異なりほぼ等しい。

高周波数側の可変範囲のうちの「ある」可変範囲においては、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して「負の」曲率を有し、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒより所定の許容量だけ「大きく」ほぼ等しい。高周波数側の可変範囲のうちの「他の」可変範囲においては、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して「正の」曲率を有し、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒより所定の許容量だけ「小さく」ほぼ等しい。

ここで、第３実施形態では、図１１に示したように、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０が高くなるにつれて、第１可変範囲に続いて、「ある」可変範囲及び「他の」可変範囲が１回ずつ置かれている。一方で、第４実施形態では、図１４に示したように、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０が高くなるにつれて、第１可変範囲に続いて、「ある」可変範囲及び「他の」可変範囲が交互に何回も並んでもよい。

（第５実施形態）
第５実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図１５に示す。第５実施形態では、第２実施形態と比べて、以下に説明する構成が追加される。

複同調器２１では、並列共振器２１１が２個互いに逆相で磁界結合される。そして、複同調器２１内の寄生コンデンサＣ_ｐと共振インダクタＬ_ｒ同士の間の相互インダクタ−ｍ（＝−ｋ_ｒＬ_ｒ＜０）により、並列共振周波数が虚数（＝−ｊ／２π√（｜−ｍ｜Ｃ_ｐ））である複同調器２１内の虚数共振が起こる。ここで、複同調器２１内の寄生コンデンサＣ_ｐは、共振インダクタＬ_ｒ同士の磁界結合用のトロイダルコアの誘電率によるものである。

第５実施形態の可変バンドパスフィルタについて、インピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を、図１６の上側及び下側にそれぞれ示す。

可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０が並列共振周波数（＝１／２π√（｜−ｍ｜Ｃ_ｐ））より十分に小さければ、共振インダクタＬ_ｒ同士間の相互インダクタンスに起因して、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０にほぼ比例する。可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０が並列共振周波数（＝１／２π√（｜−ｍ｜Ｃ_ｐ））へと近づくにつれて、複同調器２１内の虚数共振に起因して、並列共振器２１１間の結合係数は、徐々に大きくなるため、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して負の曲率を有する。

可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の可変範囲のうち、第１可変範囲より高周波数側の第２可変範囲について説明する。インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍと、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対してともに負の曲率を有する。よって、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒより、所定の許容量だけ異なりほぼ等しい。つまり、複同調器２１内の寄生コンデンサＣ_ｐを無視できなくても、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍを、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒに、精度よくフィットできる。

なお、第５実施形態は、第２可変範囲を有する実施形態、つまり、第２実施形態のみならず、第１、３、４実施形態に対しても、実施することができる。

（第６実施形態）
第６実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図１７に示す。第６実施形態では、第３実施形態と比べて、以下に説明する構成が追加される。

複同調器２１では、並列共振器２１１が２個互いに同相で磁界結合される。そして、複同調器２１内の寄生コンデンサＣ_ｐと共振インダクタＬ_ｒ同士の間の相互インダクタ＋ｍ（＝＋ｋ_ｒＬ_ｒ＞０）により、並列共振周波数が実数（＝１／２π√（ｍＣ_ｐ））である複同調器２１内の並列共振が起こる。ここで、複同調器２１内の寄生コンデンサＣ_ｐは、共振インダクタＬ_ｒ同士の磁界結合用のトロイダルコアの誘電率によるものである。

第６実施形態の可変バンドパスフィルタについて、インピーダンス整合特性及び中心周波数に対する通過帯域幅の比率（比帯域）を、図１８の上側及び下側にそれぞれ示す。

可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０が並列共振周波数（＝１／２π√（ｍＣ_ｐ））より十分に小さければ、共振インダクタＬ_ｒ同士間の相互インダクタンスに起因して、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０にほぼ比例する。可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０が並列共振周波数（＝１／２π√（ｍＣ_ｐ））へと近づくにつれて、複同調器２１内の並列共振に起因して、並列共振器２１１間の結合係数は、徐々に小さくなるため、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対して正の曲率を有する。

可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０の可変範囲のうち、第２可変範囲より高周波数側の第３可変範囲について説明する。インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍと、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒは、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０に対してともに正の曲率を有する。よって、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍは、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒより、所定の許容量だけ異なりほぼ等しい。つまり、複同調器２１内の寄生コンデンサＣ_ｐを無視できなくても、インピーダンス整合回路２２を介した入出力側のソースインピーダンスＲ_ｍを、複同調器２１のインピーダンスＲ_ｒに、精度よくフィットできる。

なお、第６実施形態は、第３可変範囲を有する実施形態、つまり、第３実施形態のみならず、第４実施形態に対しても、実施することができる。

本発明の可変バンドパスフィルタは、送受信のフロントエンド等に適用することができる。そして、本発明の可変バンドパスフィルタは、所定の帯域を通過させるのみならず、インピーダンスを整合させるためにも、適用することができる。

１：可変バンドパスフィルタ、１１：複同調器、１２：インピーダンス整合回路、１１１：並列共振器、２：可変バンドパスフィルタ、２１：複同調器、２２：インピーダンス整合回路、２１１：並列共振器、２２１：磁界結合部、２２２：固定バンドパスフィルタ

Claims (6)

1. 複同調器と、前記複同調器のインピーダンスと入出力側のソースインピーダンスの間の整合を図るインピーダンス整合回路と、を備える可変バンドパスフィルタであって、
   前記複同調器では、可変キャパシタンスを有する共振コンデンサと固定インダクタンスを有する共振インダクタが並列接続される並列共振器が２個互いに磁界結合され、
   各入出力側の前記インピーダンス整合回路は、固定インダクタンスを有し前記共振インダクタと逆相で磁界結合される結合インダクタと、固定インダクタンスを有し前記結合インダクタと直列接続される直列インダクタと、固定キャパシタンスを有し前記直列インダクタと並列接続され各入出力側の前記並列共振器と直列接続される飛越コンデンサと、可変キャパシタンスを有し前記共振コンデンサに含有されるシャントコンデンサと、を有し、
   前記可変バンドパスフィルタの中心周波数の可変範囲のうち、最も低周波数側の第１可変範囲において、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数を変数とする前記インピーダンス整合回路を介した前記入出力側のソースインピーダンスの関数は、前記直列インダクタ及び前記シャントコンデンサに起因して正の曲率を有し、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数にほぼ比例する前記複同調器のインピーダンスより所定の許容量だけ小さく、
   前記可変バンドパスフィルタの中心周波数の可変範囲のうち、前記第１可変範囲より高周波数側の第２可変範囲において、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数を変数とする前記インピーダンス整合回路を介した前記入出力側のソースインピーダンスの関数は、前記結合インダクタ及び前記飛越コンデンサにより並列共振周波数が虚数である虚数共振に起因して負の曲率を有し、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数にほぼ比例する前記複同調器のインピーダンスより所定の許容量だけ大きい、
   ことを特徴とする可変バンドパスフィルタ。
2. 前記インピーダンス整合回路は、固定インダクタンスを有し前記結合インダクタ及び前記直列インダクタと並列接続されるシャントインダクタ、をさらに有し、
   前記インピーダンス整合回路を介した前記入出力側のソースインピーダンスは、前記結合インダクタ、前記直列インダクタ、前記共振インダクタ及び前記結合インダクタの間の相互インダクタ、並びに、前記シャントインダクタにおける分圧比に応じて決まる、
   ことを特徴とする、請求項１に記載の可変バンドパスフィルタ。
3. 前記インピーダンス整合回路は、固定キャパシタンスを有するフィルタ用コンデンサと固定インダクタンスを有するフィルタ用インダクタとからなる固定バンドパスフィルタを前記入出力側にさらに有し、前記結合インダクタと前記直列インダクタと前記飛越コンデンサと前記シャントコンデンサとからなる磁界結合部を前記複同調器側に有し、
   前記可変バンドパスフィルタの中心周波数の可変範囲のうち、前記第２可変範囲より高周波数側の第３可変範囲において、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数を変数とする前記インピーダンス整合回路を介した前記入出力側のソースインピーダンスの関数は、前記固定バンドパスフィルタに起因して正の曲率を有し、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数にほぼ比例する前記複同調器のインピーダンスより所定の許容量だけ小さい、
   ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の可変バンドパスフィルタ。
4. 前記フィルタ用コンデンサは、前記結合インダクタと並列接続され、
   前記フィルタ用インダクタは、前記結合インダクタと直列接続され、
   前記可変バンドパスフィルタの中心周波数の可変範囲のうち、前記第２可変範囲において、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数を変数とする前記インピーダンス整合回路を介した前記入出力側のソースインピーダンスの関数は、前記虚数共振及び前記フィルタ用コンデンサに起因して負の曲率を有し、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数にほぼ比例する前記複同調器のインピーダンスより所定の許容量だけ大きく、
   前記可変バンドパスフィルタの中心周波数の可変範囲のうち、前記第３可変範囲において、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数を変数とする前記インピーダンス整合回路を介した前記入出力側のソースインピーダンスの関数は、前記フィルタ用インダクタに起因して正の曲率を有し、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数にほぼ比例する前記複同調器のインピーダンスより所定の許容量だけ小さい、
   ことを特徴とする、請求項３に記載の可変バンドパスフィルタ。
5. 前記複同調器では、前記並列共振器が２個互いに逆相で磁界結合され、前記共振インダクタ同士の間の寄生コンデンサと前記共振インダクタ同士の間の相互インダクタにより、並列共振周波数が虚数である前記複同調器内の虚数共振が起こり、
   前記可変バンドパスフィルタの中心周波数の可変範囲のうち、前記第２可変範囲において、前記インピーダンス整合回路を介した前記入出力側のソースインピーダンスは、前記複同調器内の虚数共振により負の曲率を有する、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数を変数とする前記複同調器のインピーダンスの関数より、所定の許容量だけ異なる、
   ことを特徴とする、請求項１から４のいずれかに記載の可変バンドパスフィルタ。
6. 前記複同調器では、前記並列共振器が２個互いに同相で磁界結合され、前記共振インダクタ同士の間の寄生コンデンサと前記共振インダクタ同士の間の相互インダクタにより、並列共振周波数が実数である前記複同調器内の並列共振が起こり、
   前記可変バンドパスフィルタの中心周波数の可変範囲のうち、前記第３可変範囲において、前記インピーダンス整合回路を介した前記入出力側のソースインピーダンスは、前記複同調器内の並列共振により正の曲率を有する、前記可変バンドパスフィルタの中心周波数を変数とする前記複同調器のインピーダンスの関数より、所定の許容量だけ異なる、
   ことを特徴とする、請求項３又は４に記載の可変バンドパスフィルタ。

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