JP6886425B2 - 可変バンドパスフィルタ - Google Patents

Description

本開示は、複同調器を備える可変バンドパスフィルタに関する。

可変バンドパスフィルタとして、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備えるもの（例えば、特許文献１等を参照。）と、複数のＬＣ並列共振器を有する複同調器を備えるもの（例えば、特許文献２等を参照。）と、が従来から存在する。

ここで、複数のＬＣ並列共振器を有する複同調器では、動作Ｑ値は可変バンドパスフィルタの中心周波数に反比例するため、可変バンドパスフィルタの帯域幅一定条件を満たさない。一方で、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器では、動作Ｑ値は可変バンドパスフィルタの中心周波数に比例するため、可変バンドパスフィルタの帯域幅一定条件を満たす。この観点から、本開示では、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器に着目する。

再表２０１３−００５２６４号公報 特開２００４−２４８１２１号公報

可変バンドパスフィルタの使用用途として、例えば、トンネル内のラジオの再放送における、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成が考えられる。

ここで、複数のＬＣ並列共振器を有する複同調器では、出力インピーダンスは使用帯域外においてほぼ０となるため、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成を行なえない。一方で、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器では、出力インピーダンスは使用帯域外において無限大となるため、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成を行なえる。この観点でも、本開示では、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器に着目する。

複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器として、特許文献１に開示されたもの以外にも、図１及び図２に示すもの並びに図３及び図４に示すものが挙げられる。

第１の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を図１に示す。第１の従来技術の可変バンドパスフィルタ１は、直列共振器１１、１１及び結合回路１２を備える。直列共振器１１、１１は、固定インダクタンスを有する共振インダクタＬ_ｒと、可変キャパシタンスを有する共振コンデンサＣ_ｒと、を直列にそれぞれ備える。結合回路１２は、直列共振器１１、１１を互いに結合する容量性ジャイレータ結合回路であり、正のキャパシタンスを有するシャントコンデンサ＋Ｃ_ｋと、負のキャパシタンスを有する信号線路コンデンサ−Ｃ_ｋ、−Ｃ_ｋ（共振コンデンサＣ_ｒ、Ｃ_ｒに吸収される。）と、を備える。

第１の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に図２に示す。可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ_０＝１／（２π√（Ｌ_ｒＣ_ｒ））に対して、結合回路１２のインピーダンスＺ_ｊ１は、１／（２πＣ_ｋｆ_０）のように変化する。よって、可変バンドパスフィルタ１の低い中心周波数ｆ_０の近傍でのみ、結合回路１２のインピーダンスＺ_ｊ１は、負荷インピーダンスＺ_ｌ（例えば、５０Ω。）と整合する。つまり、可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ_０は、当該低い周波数の近傍でのみ可変である。

第２の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を図３に示す。第２の従来技術の可変バンドパスフィルタ２は、直列共振器２１、２１及び結合回路２２を備える。直列共振器２１、２１は、固定インダクタンスを有する共振インダクタＬ_ｒと、可変キャパシタンスを有する共振コンデンサＣ_ｒと、を直列にそれぞれ備える。結合回路２２は、直列共振器２１、２１を互いに結合する誘導性ジャイレータ結合回路であり、正のインダクタンスを有するシャントインダクタ＋Ｌ_ｋと、負のインダクタンスを有する信号線路インダクタ−Ｌ_ｋ、−Ｌ_ｋ（共振インダクタＬ_ｒ、Ｌ_ｒが磁界結合される。）と、を備える。

第２の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に図４に示す。可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０＝１／（２π√（Ｌ_ｒＣ_ｒ））に対して、結合回路２２のインピーダンスＺ_ｊ２は、２πＬ_ｋｆ_０のように変化する。よって、可変バンドパスフィルタ２の高い中心周波数ｆ_０の近傍でのみ、結合回路２２のインピーダンスＺ_ｊ２は、負荷インピーダンスＺ_ｌ（例えば、５０Ω。）と整合する。つまり、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ_０は、当該高い周波数の近傍でのみ可変である。

そこで、前記課題を解決するために、本開示は、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスが負荷インピーダンスと整合する中心周波数の範囲を広げることを目的とする。

上記目的を達成するために、複数のＬＣ直列共振器の結合回路は、誘導性ジャイレータ結合回路と容量性ジャイレータ結合回路とが、２端子対回路での並列合成をされることにより構成される。つまり、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスは、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスと容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスとの和インピーダンスとなる。よって、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスが負荷インピーダンスと整合する中心周波数の範囲を広げることができる。

ここで、誘導性ジャイレータ結合回路のシャントインダクタが「負」のインダクタンスを有し、容量性ジャイレータ結合回路のシャントコンデンサが正のキャパシタンスを有するときには、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のシャント方向に虚数直列共振が生じる。よって、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスは、虚数直列共振の周波数の絶対値でも０とならないため、上述のように負荷インピーダンスと整合する。

そして、複数のＬＣ直列共振器の共振インダクタは、トロイダルコアを介して「逆相」で磁界結合される。よって、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複数のＬＣ直列共振器の共振インダクタの間の磁界結合を、安定に維持するとともに、小型かつ少部品で実現することができる。

このように、本開示は、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスが負荷インピーダンスと整合する中心周波数の範囲を広げることができる。

第１の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第１の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に示す図である。 第２の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第２の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に示す図である。 第１の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第１の実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に示す図である。 第１の実施形態の可変バンドパスフィルタの磁界結合回路を示す図である。 第２の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。 第２の実施形態の可変バンドパスフィルタの磁界結合回路を示す図である。 第２の実施形態の可変バンドパスフィルタの磁界結合回路を示す図である。

添付の図面を参照して本開示の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本開示の実施の例であり、本開示は以下の実施形態に制限されるものではない。

（第１の実施形態）
第１の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図５に示す。第１の実施形態の可変バンドパスフィルタ３は、直列共振器３１、３１及び結合回路３２を備える。直列共振器３１、３１は、固定インダクタンスを有する共振インダクタＬ_ｒと、可変キャパシタンスを有する共振コンデンサＣ_ｒと、を直列にそれぞれ備える。結合回路３２は、直列共振器３１、３１を互いに結合するジャイレータ結合回路であり、「負」のインダクタンスを有するシャントインダクタ−Ｍを備える誘導性ジャイレータ結合回路と、正のキャパシタンスを有するシャントコンデンサ＋Ｃ_ｋを備える容量性ジャイレータ結合回路と、が２端子対回路での並列合成をされることにより構成される。

具体的には、誘導性ジャイレータ結合回路は、直列共振器３１、３１が備える共振インダクタＬ_ｒ、Ｌ_ｒが「逆相」で磁界結合（結合係数ｋ）されることにより構成される。すると、シャントインダクタ−Ｍは、−Ｍ＝−ｋＬ_ｒとなり、信号線路インダクタ＋Ｍ、＋Ｍは、＋Ｍ＝＋ｋＬ_ｒとなる。そして、信号線路コンデンサ−Ｃ_ｋ、−Ｃ_ｋは、共振コンデンサＣ_ｒ、Ｃ_ｒに吸収され、シャントコンデンサ＋Ｃ_ｋは、実在のコンデンサである。

第１の実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に図６に示す。可変バンドパスフィルタ３の中心周波数ｆ_０＝１／（２π√（Ｌ_ｒＣ_ｒ））に対して、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊｏは、２端子対回路での並列合成を考慮すれば、Ｚ_ｊ１＋Ｚ_ｊ２＝１／（２πＣ_ｋｆ_０）＋２πＭｆ_０のように変化する。

すると、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊｏは、以下の中心周波数ｆ_０の範囲に渡り、負荷インピーダンスＺ_ｌ（例えば、５０Ω。）と整合する：容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺ_ｊ１と負荷インピーダンスＺ_ｌとがマッチングする低い中心周波数ｆ_０の近傍から、シャントインダクタ−Ｍとシャントコンデンサ＋Ｃ_ｋとの虚数直列共振周波数ｉ／（２π√（ＭＣ_ｋ））の絶対値１／（２π√（ＭＣ_ｋ））に等しい中心周波数ｆ_０を経て、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺ_ｊ２と負荷インピーダンスＺ_ｌとがマッチングする高い中心周波数ｆ_０の近傍まで。つまり、可変バンドパスフィルタ３の中心周波数ｆ_０は、当該低い周波数の近傍から当該高い周波数の近傍まで可変である。

ここで、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊｏは、低周波数側の中心周波数ｆ_０では、容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺ_ｊ１の寄与を多く含む。そこで、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊｏがかなり低い中心周波数ｆ_０でも負荷インピーダンスＺ_ｌと整合するためには、容量性ジャイレータ結合回路でのＣ_ｋが大きいことが望ましい。

一方で、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊｏは、高周波数側の中心周波数ｆ_０では、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺ_ｊ２の寄与を多く含む。そこで、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊｏがかなり高い中心周波数ｆ_０でも負荷インピーダンスＺ_ｌと整合するためには、誘導性ジャイレータ結合回路でのＭ又はｋが小さいことが望ましい。

ただし、結合回路３２のインピーダンスＺ_ｊｏが、中間の中心周波数ｆ_０を含めて低周波数側の中心周波数ｆ_０から高周波数側の中心周波数ｆ_０まで、負荷インピーダンスＺ_ｌと整合することが望ましい。そこで、容量性ジャイレータ結合回路でのＣ_ｋ及び誘導性ジャイレータ結合回路でのＭ又はｋが、両方とも最適化されることが望ましい。

具体的には、可変バンドパスフィルタ３のインピーダンス整合特性を最適化するためには、容量性ジャイレータ結合回路でのＣ_ｋを１０^４ｐＦのオーダーにすることが望ましく、誘導性ジャイレータ結合回路でのｋを１０^−２のオーダーにすることが望ましい。そして、可変バンドパスフィルタ３の減衰特性と挿入損失との間のトレードオフを最適化するためにも、誘導性ジャイレータ結合回路でのｋを１０^−２のオーダーにすることが望ましい。

ところで、共振インダクタＬ_ｒ、Ｌ_ｒの間の磁界結合ｋを調整するために、空間距離を調整する方法や結合窓付きの金属遮蔽板等を配置する方法が考えられる。しかし、空間距離の調整ずれや金属遮蔽板等の寸法ずれにより、共振インダクタＬ_ｒ、Ｌ_ｒの間の磁界結合ｋを、安定に維持することができず、小型かつ少部品で実現することができない。

そこで、第１の実施形態の可変バンドパスフィルタの磁界結合回路を図７に示す。共振インダクタＬ_ｒ、Ｌ_ｒは、共通のトロイダルコア３２１を介して、逆相で磁界結合される。

ここで、可変バンドパスフィルタ３における減衰特性を最適化するためには、共振インダクタＬ_ｒ、Ｌ_ｒの間の磁界結合ｋを疎結合にすることが望ましい。一方で、可変バンドパスフィルタ３における挿入損失を最適化するためには、共振インダクタＬ_ｒ、Ｌ_ｒのトロイダルコア３２１への巻き付け角度を大きくすることが望ましい。よって、可変バンドパスフィルタ３における減衰特性と挿入損失との間にはトレードオフが存在する。

そこで、共振インダクタＬ_ｒ、Ｌ_ｒは、可変バンドパスフィルタ３における減衰特性と挿入損失との間のトレードオフが最適化されるように、低透磁率を有するトロイダルコア３２１に巻き付けられる。ここで、トロイダルコア３２１の比透磁率μ_ｒは、１又は１０のオーダーである。そして、「トレードオフの最適化」は、両方の特性を最適化することのみならず、一方の特性を犠牲にしても他方の特性を優先することも意味する。

このように、共振インダクタＬ_ｒ、Ｌ_ｒの間の磁界結合ｋを、安定に維持するとともに、小型かつ少部品（トロイダルコア３２１のみ）で実現することができる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態では、誘導性ジャイレータ結合回路でのｋを１０^−２のオーダーにすることが望ましい。しかし、小さいｋを安定して再現性良く実装することは困難である。

第２の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図８に示す。第２の実施形態の可変バンドパスフィルタ４は、直列共振器４１、４１及び結合回路４２を備える。直列共振器４１、４１は、直列共振器３１、３１と異なり、後述するように共振インダクタＬ_ｒと若干異なる共振インダクタＬ_ｒ’を備える。結合回路４２は、結合回路３２に加えて、同相インダクタＬ_ｃ、逆相インダクタＬ_ｃ及び直列インダクタＬ_ｍを備える。

同相インダクタＬ_ｃは、一方の直列共振器４１が備える一方の共振インダクタＬ_ｒ’と「同相」で磁界結合（結合係数ｋ’）される。逆相インダクタＬ_ｃは、他方の直列共振器４１が備える他方の共振インダクタＬ_ｒ’と「逆相」で磁界結合（結合係数ｋ’）される。直列インダクタＬ_ｍは、同相インダクタＬ_ｃ及び逆相インダクタＬ_ｃと直列接続される。

共振インダクタＬ_ｒ’と同相インダクタＬ_ｃとの同相磁界結合は、シャントインダクタ＋Ｍ’（＋Ｍ’＝＋ｋ’√（Ｌ_ｒ’ Ｌ_ｃ））及び信号線路インダクタ−Ｍ’、−Ｍ’（−Ｍ’＝−ｋ’√（Ｌ_ｒ’ Ｌ_ｃ））と等価である。共振インダクタＬ_ｒ’と逆相インダクタＬ_ｃとの逆相磁界結合は、シャントインダクタ−Ｍ’（−Ｍ’＝−ｋ’√（Ｌ_ｒ’ Ｌ_ｃ））及び信号線路インダクタ＋Ｍ’、＋Ｍ’（＋Ｍ’＝＋ｋ’√（Ｌ_ｒ’ Ｌ_ｃ））と等価である。

信号線路インダクタ（−Ｍ’＋Ｌ_ｃ＋Ｌ_ｍ＋Ｌ_ｃ＋Ｍ’）とシャントインダクタ＋Ｍ’とシャントインダクタ−Ｍ’とのΔ型回路は、信号線路インダクタ＋Ｍ’と信号線路インダクタ−Ｍ’とシャントインダクタ−Ｍ’^２／（Ｌ_ｍ＋２Ｌ_ｃ）とのＹ型回路と等価である。

最終的には、結合回路４２の等価回路は、シャントインダクタ−Ｍ’^２／（Ｌ_ｍ＋２Ｌ_ｃ）と、シャントコンデンサ＋Ｃ_ｋと、信号線路コンデンサ−Ｃ_ｋ、−Ｃ_ｋと、を備える。

結合回路４２の等価回路が、結合回路３２と等価であるためには、Ｌ_ｒ’＝Ｌ_ｒ＋Ｍ及び−Ｍ’^２／（Ｌ_ｍ＋２Ｌ_ｃ）＝−Ｍであればよい。つまり、Ｌ_ｒ’＝（１＋ｋ）Ｌ_ｒ〜Ｌ_ｒ及びＬ_ｍ＝｛ｋ’^２（１＋ｋ）／ｋ−２｝Ｌ_ｃ〜（ｋ’^２／ｋ−２）Ｌ_ｃであればよい。

よって、ｋ’を１０^−１のオーダーにするときであっても、Ｌ_ｍをＬ_ｃと比べて大きくすれば、ｋを１０^−２のオーダーにすることができる。つまり、大きいｋ’を安定して再現性良く実装することにより、小さいｋを実効的に安定して再現性良く実装することができる。

なお、結合回路４２は、直列インダクタＬ_ｍと並列接続される並列コンデンサＣ_ｍを備えてもよい。そして、直列インダクタＬ_ｍと並列コンデンサＣ_ｍとの並列共振周波数１／（２π√（Ｌ_ｍＣ_ｍ））は、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺ_ｊ２と負荷インピーダンスＺ_ｌとがマッチングする可変バンドパスフィルタ４の中心周波数ｆ_０と比べて、大きく設定されてもよい。すると、可変バンドパスフィルタ４の中心周波数ｆ_０は、並列コンデンサＣ_ｍを備えないときより、さらに高い周波数まで可変である。

ところで、共振インダクタＬ_ｒ’と同相インダクタＬ_ｃとの間の磁界結合ｋ’及び共振インダクタＬ_ｒ’と逆相インダクタＬ_ｃとの間の磁界結合ｋ’を調整するために、空間距離を調整する方法や結合窓付きの金属遮蔽板等を配置する方法が考えられる。しかし、空間距離の調整ずれや金属遮蔽板等の寸法ずれにより、共振インダクタＬ_ｒ’と同相インダクタＬ_ｃとの間の磁界結合ｋ’及び共振インダクタＬ_ｒ’と逆相インダクタＬ_ｃとの間の磁界結合ｋ’を、安定に維持することができず、小型かつ少部品で実現することができない。

そこで、第２の実施形態の可変バンドパスフィルタの磁界結合回路を図９及び図１０に示す。共振インダクタＬ_ｒ’と同相インダクタＬ_ｃとは、共通のトロイダルコア４２１を介して、同相で磁界結合される。共振インダクタＬ_ｒ’と逆相インダクタＬ_ｃとは、共通のトロイダルコア４２２を介して、逆相で磁界結合される。直列インダクタＬ_ｍは、これらのトロイダルコア４２１、４２２に巻き付けられない。

ここで、可変バンドパスフィルタ４における減衰特性を最適化するためには、共振インダクタＬ_ｒ’、Ｌ_ｒ’の間の磁界結合ｋを疎結合にすることが望ましい。一方で、可変バンドパスフィルタ４における挿入損失を最適化するためには、共振インダクタＬ_ｒ’、Ｌ_ｒ’のトロイダルコアへの巻き付け角度を大きくすることが望ましい。

しかし、可変バンドパスフィルタ４における減衰特性と挿入損失との間にはトレードオフが存在しない。第１の理由として、直列インダクタＬ_ｍを大きく設定することにより、共振インダクタＬ_ｒ’、Ｌ_ｒ’の間の磁界結合ｋを疎結合にすることができるからである。第２の理由として、共振インダクタＬ_ｒ’、Ｌ_ｒ’を異なるトロイダルコア４２１、４２２に巻き付けることにより、共振インダクタＬ_ｒ’、Ｌ_ｒ’の各々のトロイダルコア４２１、４２２への巻き付け角度を大きくすることができるからである。

図９に示した磁界結合回路では、共振インダクタＬ_ｒ’と同相インダクタＬ_ｃとを重ね合わせずトロイダルコア４２１に巻き付け、共振インダクタＬ_ｒ’と逆相インダクタＬ_ｃとを重ね合わせずトロイダルコア４２２に巻き付ける。よって、共振インダクタＬ_ｒ’と同相インダクタＬ_ｃとの間の磁界結合ｋ’及び共振インダクタＬ_ｒ’と逆相インダクタＬ_ｃとの間の磁界結合ｋ’は小さくなる。そして、直列インダクタＬ_ｍをあまり大きく設定しなくても、共振インダクタＬ_ｒ’、Ｌ_ｒ’の間の磁界結合ｋはより小さくなる。ここで、トロイダルコア４２１、４２２の比透磁率μ_ｒを高くしても、上述の磁界結合ｋ’は小さくなるため、直列インダクタＬ_ｍをあまり大きく設定しなくてもよくなる。

図１０に示した磁界結合回路では、共振インダクタＬ_ｒ’と同相インダクタＬ_ｃとを重ね合わせてトロイダルコア４２１に巻き付け、共振インダクタＬ_ｒ’と逆相インダクタＬ_ｃとを重ね合わせてトロイダルコア４２２に巻き付ける。よって、共振インダクタＬ_ｒ’と同相インダクタＬ_ｃとの間の磁界結合ｋ’及び共振インダクタＬ_ｒ’と逆相インダクタＬ_ｃとの間の磁界結合ｋ’は大きくなる。しかし、直列インダクタＬ_ｍを大きく設定することにより、共振インダクタＬ_ｒ’、Ｌ_ｒ’の間の磁界結合ｋはより小さくなる。ここで、トロイダルコア４２１、４２２の比透磁率μ_ｒを低くすれば、上述の磁界結合ｋ’は小さくなるため、直列インダクタＬ_ｍをあまり大きく設定しなくてもよくなる。

このように、共振インダクタＬ_ｒ’と同相インダクタＬ_ｃとの間の磁界結合ｋ’及び共振インダクタＬ_ｒ’と逆相インダクタＬ_ｃとの間の磁界結合ｋ’を、安定に維持するとともに、小型かつ少部品（トロイダルコア４２１、４２２のみ）で実現することができる。

本開示の可変バンドパスフィルタは、送受信のフロントエンド等に適用することができる。そして、送信のフロントエンド等に適用する具体例として、トンネル内のラジオの再放送等における、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成等に適用することができる。

１、２、３、４：可変バンドパスフィルタ、１１、２１、３１、４１：直列共振器、１２、２２、３２、４２：結合回路、３２１、４２１、４２２：トロイダルコア

Claims (2)

1. 固定インダクタンスを有する共振インダクタと可変キャパシタンスを有する共振コンデンサとを直列にそれぞれ備える２個の直列共振器と、２個の前記直列共振器を互いに結合する結合回路と、を備える可変バンドパスフィルタであって、
   前記結合回路は、
   ２個の前記直列共振器が備える２個の前記共振インダクタが共通のトロイダルコアを介して逆相で磁界結合されることにより構成される誘導性ジャイレータ結合回路と、
   正のキャパシタンスを有するシャントコンデンサと、負のキャパシタンスを有し２個の前記直列共振器が備える２個の前記共振コンデンサにそれぞれ吸収される２個の信号線路コンデンサと、を備える容量性ジャイレータ結合回路と、
   を備え、
   ２個の前記共振インダクタは、１以上１００未満の比透磁率を有する前記共通のトロイダルコアに巻き付けられるとともに、２個の前記共振インダクタの前記共通のトロイダルコアへの巻き範囲の間に、２個の前記共振インダクタが前記共通のトロイダルコアに巻き付けられないギャップ範囲が設けられることを特徴とする可変バンドパスフィルタ。
2. 固定インダクタンスを有する共振インダクタと可変キャパシタンスを有する共振コンデンサとを直列にそれぞれ備える２個の直列共振器と、２個の前記直列共振器を互いに結合する結合回路と、を備える可変バンドパスフィルタであって、
   前記結合回路は、
   ２個の前記直列共振器が備える２個の前記共振インダクタが逆相で磁界結合されることにより構成される誘導性ジャイレータ結合回路と、
   正のキャパシタンスを有するシャントコンデンサと、負のキャパシタンスを有し２個の前記直列共振器が備える２個の前記共振コンデンサにそれぞれ吸収される２個の信号線路コンデンサと、を備える容量性ジャイレータ結合回路と、
   を備え、
   前記誘導性ジャイレータ結合回路は、一方の前記共振インダクタと共通の第１トロイダルコアを介して同相で磁界結合される同相インダクタと、他方の前記共振インダクタと共通の第２トロイダルコアを介して逆相で磁界結合される逆相インダクタと、前記同相インダクタ及び前記逆相インダクタと直列接続され前記共通の第１、２トロイダルコアに巻き付けられない直列インダクタと、を備えることを特徴とする可変バンドパスフィルタ。

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