CN102280678B - 具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器。该带通滤波器由上层的微带结构，中间层介质基板和下层的接地金属组成。上层微带结构采用平衡电路，包括四个半波长谐振器、两个输入馈电网络、两个输出馈电网络、两个输入端口和两个输出端口；四个半波长谐振器都由微带线和两端连接的变容二极管组成；第一半波长谐振器中间接电容和微带线，第三半波长谐振器中间接电容；第二半波长谐振器和第四半波长谐振器弯折上下对称；整个滤波器结构上下镜像对称。本发明的平衡式射频电调滤波器实现中心频率调谐时相对带宽恒定、能抑制共模干扰，可用于无线通信的可重构射频前端。

Description

具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器

技术领域

本发明涉及中心频率可调的平衡式射频电调带通滤波器，具体涉及一种可应用在多频带、宽频带和可重构射频前端系统中的具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器。

背景技术

现代超宽带雷达和无线通信要求采用高性能的可重构射频前端。例如在认知无线电体系中，为了充分利用和融合各种不同的无线信道和标准，射频前端需要工作在不同的频率上，这就需要中心频率可调谐的可重构射频前端。射频电调带通滤波器是可重构射频前端的重要组成部分，因此日益受到重视。在这个方面，目前已经有一些研究报道，多种不同的调谐器件也已经被使用，例如半导体变容二极管、射频微机电系统（RF MEMS）电容管以及铁电薄膜材料变容管等。

不管采用哪种调谐器件，射频电调带通滤波器所面临的问题，主要包括：

（1）例如当调谐通带的中心频率时，通带的相对带宽也会随之发生变化，而在很多应用中无线信道的相对带宽是恒定不变的，因此我们需要在调谐中心频率的时候使通带的相对带宽保持恒定不变。

（2）系统周围环境噪声的干扰。环境噪声的存在导致滤波器的性能下降，从而影响到射频前端的整体性能。因此必须采取一些抑制环境噪声的方法。

针对中心频率调谐时带宽恒定的问题，目前已经提出了一些方法。根据“M. Sanchez-Renedo, R. Gomez-Garcia, J. I. Alonso, and C. Briso-Rodriguez, Tunable combline filter with continuous control of center frequency and bandwidth, IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 53, no. 1, pp. 191-199, Jan, 2005.”所提供的分析可知，通过在谐振器之间插入介质来控制耦合系数，从而能够满足带宽恒定。根据“S. J. Park, and G. M. Rebeiz, Low-loss two-pole tunable filters with three different predefined bandwidth characteristics, IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 56, no. 5, pp. 1137-1148, May, 2008.”所提供的分析可知，采用独立的电耦合和磁耦合机制来控制耦合系数的变化，能够实现特定的带宽特性。根据“M. A. El-Tanani, and G. M. Rebeiz, High-Performance 1.5-2.5-GHz RF-MEMS Tunable Filters for Wireless Applications, IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 58, no. 6, pp. 1629-1637, Jun, 2010.”所提供的分析可知，采用电磁混合耦合机制同样能够满足带宽恒定。然而上面所提出的方法都是单端口电路，对于环境噪声的抑制基本无能为力。

平衡结构电路对环境噪声有较好的抑制效果，因此平衡电路在现代通信系统中得到广泛应用。当前大部分的研究主要集中在阻带扩展、共模抑制、拓宽通带或者使用差模响应获得双频带。根据“J. Shi, and Q. Xue, Balanced Bandpass Filters Using Center-Loaded Half-Wavelength Resonators, IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 58, no. 4, pp. 970-977, Apr, 2010.”所提供的分析可知，中间加载电阻的方式可以吸收共模信号。但上面所述的平衡式滤波器设计都是频率不可调的。到目前为止还没有任何研究报告是关于具有相对带宽控制和共模抑制特性的平衡式射频电调滤波器。

发明内容

为了达到恒定相对带宽，并对环境噪声这类共模信号进行抑制，本发明提供了一种具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器，该平衡式带通滤波器不仅中心频率调谐时相对带宽恒定，而且对共模信号具有很好的抑制作用。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括：

具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器，包括上层的微带结构，中间层介质基板和下层的接地金属；上层微带结构附着在中间层介质板上表面，中间层介质板下表面为接地金属；上层微带结构包括四个半波长谐振器、两个输入馈电网络、两个输出馈电网络、两个输入端口和两个输出端口，两个输入端口分别与两个输入馈电网络连接，两个输出端口分别与两个输出馈电网络连接，两个输入馈电网络分别与第一半波长谐振器耦合，第一半波长谐振器再分别与第二半波长谐振器和第四半波长谐振器耦合，第二半波长谐振器和第四半波长谐振器再分别与第三半波长谐振器耦合，第三半波长谐振器再分别与两个输出馈电网络耦合，第一半波长谐振器和第三半波长谐振器的中间均加载有用于吸收共模信号的不同大小的电容，上述所有半波长谐振器的两端均有变容二极管。

所述第一半波长谐振器由第一变容二极管、第一微带线、第二微带线、第二变容二极管顺次连接构成，第一变容二极管和第二变容二极管的阳极均穿过中间层介质基板与下层接地金属相连，第三半波长谐振器与第一半波长谐振器结构相同；第二半波长谐振器由第三变容二极管、第三微带线、第四微带线、第五微带线、第四变容二极管顺次连接构成，第三变容二极管和第四变容二极管的阳极均穿过中间层介质基板与下层接地金属相连，第四半波长谐振器与第二半波长谐振器结构相同且位于第一半波长谐振器和第三半波长谐振器之间，第二半波长谐振器的第三微带线和第一半波长谐振器的第一微带线平行设置构成级间耦合结构；第二半波长谐振器的第五微带线和第三半波长谐振器的第六微带线平行设置构成级间耦合结构。上述四个半波长谐振器一起排布成左右、上下均对称的结构；两个输入馈电网络中的第一输入馈电网络由第八微带线、第九微带线、第十微带线顺次连接构成，第十微带线与第一半波长谐振器的第一微带线平行设置构成级间耦合结构，第十微带线末端穿过中间层介质基板与下层接地金属相连，第二输入馈电网络的结构与第一输入馈电网络相同；两个输入端口中的第一输入端口由第七微带线构成，第七微带线与第八微带线始端连接，第二输入端口与第一输入端口结构相同, 两个输入馈电网络与两个输出馈电网络结构相同，两个输入端口和两个输出端口结构相同；两个输入馈电网络、两个输出馈电网络、两个输入端口、两个输出端口和上述四个半波长谐振器一起排布成左右、上下均对称的结构。

所述第一半波长谐振器和第三半波长谐振器的中间加载的所述电容的另一端穿过中间层介质基板与下层接地金属相连。第一半波长谐振器中间加载的所述电容一端与第一半波长谐振器连接，另一端连接有第十一微带线，第十一微带线另一端穿过中间层介质基板与下层接地金属相连。

所述的具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器，当第一输入端口和第二输入端口输入差模信号时，整个滤波器在第一半波长谐振器和第三半波长谐振器的中点所在的直线位置上形成一个电隔离墙。由于这种结构在谐振器之间的耦合主要是电耦合，第一半波长谐振器和第三半波长谐振器在中间位置没有电流，接在第一半波长谐振器和第三半波长谐振器中间加载的所述电容和第十一微带线上可以忽略。所以在差模激励下，第一半波长谐振器和第三半波长谐振器等效为两个相同的四分之一波长的谐振器，同时和第二半波长谐振器耦合形成带通滤波器结构；当第一输入端口和第二输入端口输入共模信号时，整个滤波器在第一半波长谐振器和第三半波长谐振器的中点所在的直线位置上形成一个磁隔离墙。第一半波长谐振器和第三半波长谐振器在中间位置有电流流通，接在第一半波长谐振器和第三半波长谐振器中间加载的所述电容和第十一微带线上有电流流通。第一半波长谐振器和第三半波长谐振器等效的两个四分之一波长的谐振器需要考虑中间加载的所述电容和第十一微带线。由于第一半波长谐振器和第三半波长谐振器上的中间加载的所述电容不一样，实际工作等效的两个四分之一波长谐振器的谐振频率不同，使得共模信号不能通过，达到抑制的效果。

为进一步实现本发明目的，所述具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器的第一微带线长度为7.6mm，宽度为0.6mm；第三微带线长度为5.2mm，宽度为0.6mm；第四微带线长度为5.6mm，第八微带线长度为9.2mm，宽度为0.8mm，第九微带线长度为4mm，宽度为1.2mm，第十微带线长度为4.9mm，宽度为0.3mm，第十一微带线长度为1.8mm，宽度为0.5mm，第一半波长谐振器中间加载的所述电容大小为47pF，第三半波长谐振器中间加载的所述电容大小为3pF，第一微带线和第十微带线之间的距离为0.15mm，第一微带线和第三微带线之间的距离为0.65mm。

与现有技术相比，本发明采用新型的平衡结构和半波长谐振器级间耦合结构，中心频率调谐时相对带宽带宽保持恒定且能很好的抑制共模干扰信号的电调带通滤波器。总体上具有如下优点和效果：

（1）由于使用平衡结构设计，该带通滤波器对于差模信号能正常工作，而对于共模信号则有较好的抑制作用，因此对于环境噪声这类干扰具有免疫功能。实施例中实测的共模抑制水平都超过-23dB。

（2）通过对输入馈电网络以及级间耦合方式的设置，可以实现在中心频率调谐时相对带宽的恒定，能够满足不同应用需求。

附图说明

图1是具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器FBW的原理图；

图2是FBW差模等效电路；

图3a是FBW差模情况下的等效四分之一波长谐振器；

图3b是FBW差模情况下的等效半波长谐振器；

图4是图3a中四分之一波长谐振器谢振频率、电容值和微带线长度的关系；

图5是图3b中半波长谐振器谢振频率、电容值和微带线长度的关系；

图6是FBW共模等效电路；

图7a是FBW共模情况下第一谐振器的等效四分之一波长谐振器；

图7b是FBW共模情况下第三谐振器的等效四分之一波长谐振器；

图8a是FBW的差模传输特性曲线；

图8b是FBW的差模回波损耗曲线；

图8c是FBW的差模传输特性曲线的局部截图；

图8d是FBW单接微带线的共模传输特性曲线；

图8e是FBW单接电容的共模传输特性曲线；

图8f是FBW接微带线和电容的共模传输特性曲线。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细的说明，但本发明要求保护的范围并不局限于下例表述的范围。

如图1所示，具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器FBW包括上层的微带结构，中间层介质基板和下层的接地金属；上层微带结构附着在中间层介质板上表面，中间层介质板下表面为接地金属；上层微带结构包括四个半波长谐振器、两个输入馈电网络、两个输出馈电网络、两个输入端口和两个输出端口，两个输入端口分别与两个输入馈电网络连接，两个输出端口分别与两个输出馈电网络连接，两个输入馈电网络分别与第一半波长谐振器耦合，第一半波长谐振器再分别与第二半波长谐振器和第四半波长谐振器耦合，第二半波长谐振器和第四半波长谐振器再分别与第三半波长谐振器耦合，第三半波长谐振器再分别与两个输出馈电网络耦合，第一半波长谐振器和第三半波长谐振器的中间均加载有用于吸收共模信号的不同大小的电容，上述所有半波长谐振器的两端均有变容二极管。

所述第一半波长谐振器由第一变容二极管5、第一微带线6、第二微带线7、第二变容二极管8顺次连接构成，第一变容二极管5和第二变容二极管8的阳极均穿过中间层介质基板与下层接地金属相连，第三半波长谐振器与第一半波长谐振器结构相同；第二半波长谐振器由第三变容二极管11、第三微带线12、第四微带线13、第五微带线14、第四变容二极管15顺次连接构成，第三变容二极管11和第四变容二极管15的阳极均穿过中间层介质基板与下层接地金属相连，第四半波长谐振器与第二半波长谐振器结构相同且位于第一半波长谐振器和第三半波长谐振器之间，第二半波长谐振器的第三微带线12和第一半波长谐振器的第一微带线6平行设置构成级间耦合结构；第二半波长谐振器的第五微带线14和第三半波长谐振器的第六微带线16平行设置构成级间耦合结构。上述四个半波长谐振器排布成左右、上下均对称的结构；两个输入馈电网络中的第一输入馈电网络18由第八微带线2、第九微带线3、第十微带线4顺次连接构成，第十微带线4与第一半波长谐振器的第一微带线6平行设置构成级间耦合结构，第十微带线4末端穿过中间层介质基板与下层接地金属相连，第二输入馈电网络19的结构与第一输入馈电网络18相同；两个输入端口中的第一输入端口IN由第七微带线1构成，第七微带线1与第八微带线2始端连接，第二输入端口IN’与第一输入端口IN结构相同, 两个输出馈电网络与两个输入馈电网络结构相同，两个输出端口和两个输入端口结构相同；两个输入馈电网络、两个输出馈电网络、两个输入端口、两个输出端口和上述四个半波长谐振器一起排布成左右、上下均对称的结构。

第一半波长谐振器和第三半波长谐振器的中间加载的所述第一电容9和第二电容17均有一端穿过中间层介质基板与下层接地金属相连。第一半波长谐振器中间加载的所述第一电容9一端与第一半波长谐振器连接，另一端连接有第十一微带线10，第十一微带线10另一端穿过中间层介质基板与下层接地金属相连。

两个输入端口和两个输出端口的传输线的特性阻抗都为50Ω。

调整滤波器的各项参数，使滤波器在整个结构上达到平衡。当第一输入端口IN和第二输入端口IN’输入差模信号时，整个滤波器在第一半波长谐振器和第三半波长谐振器的中点所在的直线位置上形成一个电隔离墙。由于这种结构级间耦合主要是电耦合，第一半波长谐振器和第三半波长谐振器在中间位置没有电流，接在第一半波长谐振器和第三半波长谐振器中间加载的所述第一电容9、第二电容17和第十一微带线10可以忽略。因此在差模激励情况下，滤波器结构等效为图2所示的带通滤波器结构。此时，第一半波长谐振器和第三半波长谐振器都等效为相同的四分之一波长谐振器，第二半波长谐振器不变。图3a和3b给出了差模情况下等效的四分之一波长谐振器和第二半波长谐振器。根据“A. R. Brown, and G. M. Rebeiz, A varactor-tuned RF filter, IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 48, no. 7, pp. 1157-1160, Jul, 2000.”所提供的分析可知，在图3a中，当四分之一波长谐振器谐振时，从四分之一波长谐振器左端看过去的导纳Y_{dd_in1}的虚部等于零，对于给定的一个电压，加载变容二极管的整个谐振器的谐振频率：

，

其中

是谐振器的特性导纳；是第一微带线6的电长度；C是变容二极管在不同电压下的电容值；在图4中显示了图3a中四分之一波长谐振器的谐振频率、变容二极管的电容值C和微带线长度的关系，可以看出随着电容的增大，谐振器的谐振频率下降；随着微带线长度的变短，可调节区间变大；同样对于第二半波长谐振器，谐振频率为：

; 

其中

是谐振器的特性导纳；是半波长谐振器的电长度；C是变容二极管在不同电压下的电容值；在图5中显示了图3b中第二半波长谐振器的谐振频率、变容二极管的电容值C和微带线长度的关系，可以看出在长度10-18mm范围内谐振频率和电容值的关系特性与四分之一波长谐振器在长度6-8mm内的关系特性相似，当

时，相同的电压下

;所以两个谐振器频率在电压相同时能够匹配，滤波器能够正常工作。

当第一输入端口IN和第二输入端口IN’输入共模信号时，整个滤波器在第一半波长谐振器和第三半波长谐振器的中点所在的直线位置上形成一个磁隔离墙。第一半波长谐振器和第三半波长谐振器在中间位置有电流流通，接在第一半波长谐振器和第三半波长谐振器中间加载的所述第一电容9和第二电容17和第十一微带线10上有电流流通。第一半波长谐振器和第三半波长谐振器等效的两个四分之一波长的谐振器需要考虑中间加载的所述电容和第十一微带线。共模情况下的等效电路如图6所示，可以看到等效的两个四分之一波长谐振器在结构上是不一样的；图7a和7b画出了两个等效四分之一波长谐振器；对于图7a的四分之一波长谐振器，谐振频率为：

;

如图中所示， Y₁和Y₃是微带线的特性导纳；θ₁和θ₃是微带线的电长度；C是变容二极管在不同电压下的电容值。

对于图7b的四分之一波长谐振器，谐振频率为：

;

如图中所示， Y₁是微带线的特性导纳；θ₁微带线的电长度；C是变容二极管在不同电压下的电容值；C₂是所述加载电容的电容值。

对比

和

可以看出，由于加载第十一微带线10、第一电容9和第二电容17不同，使得这两个谐振器的谐振频率不同，信号不能通过；共模信号就被抑制了。

在下面实施例中，具有9.5%恒定相对带宽的FBW制作在相对介电常数为10.2、厚度为0.63mm、损耗因子为0.0023的介质基板上。变容二极管选用东芝公司的硅变容二极管lsv277。

实施实例: 1.17GHz-1.95GHz具有9.5%恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器

1.17GHz-1.95GHz具有9.5%恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器结构如图1所示。具体参数为：第一微带线6长度为7.6mm，宽度为0.6mm，第三微带线12长度为5.2mm，宽度为0.6mm，第四微带线13长度为5.6mm，第八微带线2长度为9.2mm，宽度为0.8mm，第九微带线3长度为4mm，宽度为1.2mm，第十微带线4长度为4.9mm，宽度为0.3mm，第十一微带线10长度为1.8mm，宽度为0.5mm，第一电容9为47pF，第二电容17为3pF，第一微带线6和第十微带线4之间的距离为0.15mm，第一微带线6和第三微带线12之间的距离为0.65mm。图8给出了利用上述参数所设计的滤波器进行仿真和实际测量的结果，其中仿真和实际测量分别是使用安捷伦公司的商业电磁仿真软件ADS和E5071C网络分析仪来完成。图8a为该滤波器差模工作情况下在四个特殊偏置电压时的仿真、计算及测试的传输特性，横轴表示频率，纵轴表示传输特性|S_dd21|。图8b所示为该滤波器的反射特性，横轴表示频率，纵轴表示回波损耗|S_dd11|。由图8a和图8b可见，滤波器的通带频率可以从1.17GHz调到1.95GHz，具有51.8%的相对调节范围。对所有的调谐状态，测量的带内插入损耗在2.9-6dB之间，回波损耗都低于-10dB。图8c是传输特性的截取放大，可见带内每个通带的相对带宽为9.6

0.35%,基本恒定。图8d所示是在共模工作情况下，变容二极管偏置电压为3V和8V时，在第一半波长谐振器中间只接第十一微带线10，长度L7分别为0mm、1.8mm和2.8mm，没接第一电容9时的传输特性，可以看出接微带线后，在通带1.9GHz附近对共模噪声的抑制能提高15dB。图8e所示是在变容二极管偏置电压为3V和8V时，在第一半波长谐振器中间只接第一电容9，不接第十一微带线10，电容值C2分别为0pF、3pF和5pF，在二次谐波3.8GHz附近对共模噪声的抑制能提高8dB。因此可以同时使用电容和微带线来达到在一个较宽的频带内对共模噪声进行抑制。图8f显示了在0.2-4.8GHz共模抑制都低于-23dB。

本发明基于镜像对称的平衡结构，在差模和共模信号下具有不同的等效电路，具有恒定的相对带宽，中间频率可调，在较宽的频带内抑制共模噪声。在频率调谐范围内带宽和通带波形保持恒定不变。通过调节设计的参数，可以调节带宽，即这种结构可以用来实现各种带宽规格。

以上所述仅为本发明的较佳实例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器，其特征在于包括上层的微带结构，中间层介质基板和下层的接地金属；上层微带结构附着在中间层介质基板上表面，中间层介质基板下表面为接地金属；上层微带结构包括四个半波长谐振器、两个输入馈电网络、两个输出馈电网络、两个输入端口和两个输出端口，两个输入端口分别与两个输入馈电网络连接，两个输出端口分别与两个输出馈电网络连接，两个输入馈电网络分别与第一半波长谐振器耦合，第一半波长谐振器再分别与第二半波长谐振器和第四半波长谐振器耦合，第二半波长谐振器和第四半波长谐振器再分别与第三半波长谐振器耦合，第三半波长谐振器再分别与两个输出馈电网络耦合，第一半波长谐振器和第三半波长谐振器的中间均加载有用于吸收共模信号的不同大小的电容，上述所有半波长谐振器的两端均有变容二极管；所述第一半波长谐振器由第一变容二极管、第一微带线、第二微带线、第二变容二极管顺次连接构成，第一变容二极管和第二变容二极管的阳极均穿过中间层介质基板与下层接地金属相连，第三半波长谐振器与第一半波长谐振器结构相同；第二半波长谐振器由第三变容二极管、第三微带线、第四微带线、第五微带线、第四变容二极管顺次连接构成，第三变容二极管和第四变容二极管的阳极均穿过中间层介质基板与下层接地金属相连，第四半波长谐振器与第二半波长谐振器结构相同且位于第一半波长谐振器和第三半波长谐振器之间，上述四个半波长谐振器一起排布成左右、上下均对称的结构；两个输入馈电网络中的第一输入馈电网络由第八微带线、第九微带线、第十微带线顺次连接构成，第十微带线与第一半波长谐振器的第一微带线平行设置构成级间耦合结构，第十微带线末端穿过中间层介质基板与下层接地金属相连，第二输入馈电网络的结构与第一输入馈电网络相同；两个输入端口中的第一输入端口由第七微带线构成，第七微带线与第八微带线始端连接，第二输入端口与第一输入端口结构相同, 两个输入馈电网络与两个输出馈电网络结构相同，两个输入端口和两个输出端口结构相同；两个输入馈电网络、两个输出馈电网络、两个输入端口、两个输出端口和上述四个半波长谐振器一起排布成左右、上下均对称的结构。

2.根据权利要求1所述的具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器，其特征在于第一半波长谐振器和第三半波长谐振器的中间加载的所述电容的另一端穿过中间层介质基板与下层接地金属相连。

3.根据权利要求1所述的具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器，其特征在于第一半波长谐振器中间加载的所述电容一端与第一半波长谐振器连接，另一端连接有第十一微带线，第十一微带线另一端穿过中间层介质基板与下层接地金属相连。

4.根据权利要求1所述的具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器，其特征在于第二半波长谐振器的第三微带线和第一半波长谐振器的第一微带线平行设置构成级间耦合结构；第二半波长谐振器的第五微带线和第三半波长谐振器的第六微带线平行设置构成级间耦合结构。

5.根据权利要求1所述的具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器，其特征在于两个输入端口和两个输出端口的传输线的特性阻抗都为50Ω。

6.根据权利要求1～5任一项所述的具有恒定相对带宽的平衡式射频电调带通滤波器，其特征在于，所述第一微带线长度为7.6mm，宽度为0.6mm；第三微带线长度为5.2mm，宽度为0.6mm；第四微带线长度为5.6mm，第八微带线长度为9.2mm，宽度为0.8mm，第九微带线长度为4mm，宽度为1.2mm，第十微带线长度为4.9mm，宽度为0.3mm，第十一微带线长度为1.8mm，宽度为0.5mm，第一半波长谐振器中间加载的所述电容大小为47pF，第三半波长谐振器中间加载的所述电容大小为3pF，第一微带线和第十微带线之间的距离为0.15mm，第一微带线和第三微带线之间的距离为0.65mm。

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