JP3450128B2 - 帯域阻止フィルタの作製方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は移動体通信機等のＲ
Ｆ段等に使用される帯域阻止フィルタの作製方法に関
し、特に送信周波数と受信周波数とが接近している場合
に有効な非対称周波数特性の帯域阻止フィルタの作製方
法に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】アナログあるいはデジタル携帯電話や無
線電話をはじめとする移動体通信機等の送信回路および
受信回路のＲＦ段には、同一のアンテナを送信回路と受
信回路で共用する場合に送信周波数帯域と受信周波数帯
域を分離するため、あるいは増幅回路の非直線性に基づ
いて発生する高調波を減衰させるため、希望の信号波以
外の妨害波・側波等の不要信号波を除去するためなど
に、帯域阻止フィルタ（バンドエリミネーションフィル
タ：ＢＥＦ）または帯域通過フィルタ（バンドパスフィ
ルタ：ＢＰＦ）が用いられる。 【０００３】これら帯域阻止フィルタや帯域通過フィル
タは一般に種々の回路素子により構成された直列共振回
路や並列共振回路を複数段接続することにより所望の帯
域特性を有するフィルタ回路として実現され構成されて
いる。このような共振回路としては直列共振回路よりは
並列共振回路が実現しやすく、またこれらの回路の接続
は直列接続よりは並列接続が実現しやすい。また、並列
共振回路を縦続接続した構成は、帯域通過フィルタの実
現には適しているが帯域阻止フィルタの実現には適して
いない。 【０００４】このため、帯域阻止フィルタを実現するに
は、従来は並列共振回路に付加的にリアクタンスあるい
はサセプタンスを接続して直列共振効果を付加し、それ
らを縦続接続したものが用いられていた。 【０００５】また、一般に周波数特性が中心周波数に対
して対称の帯域阻止フィルタの作製法としては、まず目
標の基準化高域通過の周波数特性を与えてその特性を持
つｓ＝ｊωの多項式で表わされる回路網関数を決め、そ
の多項式から基準化高域通過フィルタを合成し、周波数
変換を行なって所望の周波数特性を有する帯域阻止フィ
ルタに変換し、さらに等価回路変換を行なうことによっ
て実際の回路素子による帯域阻止フィルタ回路を実現す
ることが行なわれている。このような作製法によれば、
単純な構成の基準化高域通過フィルタの段階で目標とす
る帯域通過フィルタの特性を特定できるとともに、高度
に研究し設計し尽くされた基準化高域通過フィルタの減
衰特性（バターワース特性・チェビシェフ特性・連立チ
ェビシェフ特性・トムソン特性等）をそのまま帯域阻止
フィルタに利用できるという利点がある。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、直列共
振効果を付加した並列共振回路を縦続接続した帯域阻止
フィルタの場合は、不要な特性を含んだ無理のある設計
による作製法であるため、ノウハウ的な並列キャパシタ
ンスを入れるなどして素子数を増やして目標特性を得た
り、経験的にフィルタの定数を見つけたりしており、単
純な作製法とはいえないという問題点があった。 【０００７】また、上記の周波数特性が中心周波数に対
して対称の帯域阻止フィルタの作製法によっては、非対
称周波数特性の帯域阻止フィルタ、すなわち帯域の中心
周波数に対して零点や極の減衰の次数等が非対称な特性
の帯域阻止フィルタは、通常の回路網関数ではその基準
化高域通過フィルタを表現できず、同様には作製できな
いという問題点があった。 【０００８】非対称周波数特性の帯域阻止フィルタの作
製に関しては従来より多くの経験的設計法による作製法
あるいはノウハウに基づく作製法があり、対称周波数特
性の帯域阻止フィルタについての上記のような合理的な
作製法によるのと同程度のレベルで目標特性を得る作製
法が行なわれている。しかし、この場合は経験則に基づ
く知識の多さやノウハウの多さに依存するところが大き
くて一般的な作製法とすることができず、また経験則や
ノウハウの複雑な組合せによる作製法であるため作製の
見通しも良くないという問題点があった。 【０００９】本発明は上記事情に鑑みて本発明者が鋭意
研究に努めた結果完成されたものであり、その目的は、
非対称周波数特性の帯域阻止フィルタの作製について、
非対称周波数特性の基準化高域通過フィルタを設定して
それに周波数変換と等価回路変換を行ない、さらに狭帯
域近似で実際の回路素子に置き換えるという手法によ
る、作製の見通しが良くてしかも実際の回路素子による
実現が容易な非対称周波数特性の帯域阻止フィルタの作
製方法を提供することにある。 【００１０】 【課題を解決するための手段】本発明の帯域阻止フィル
タの作製方法は、下記手順イ乃至手順ハにより、非対称
周波数特性を有する帯域阻止フィルタを実現することを
特徴とするものである。 手順イ：目標とする帯域阻止特性から、実数部に偶関数
を含み虚数部に奇関数と偶関数とを含むか、または実数
部に偶関数と奇関数とを含み虚数部に奇関数を含むか、
または実数部に偶関数と奇関数とを含み虚数部に奇関数
と偶関数とを含む非対称の基準化高域通過特性を有する
回路網関数を求める。 手順ロ：基準化高域で回路素子を並列のキャパシタンス
またはインダクタンスに統一するためのインピーダンス
変換を含む等価回路変換を行なうとともに周波数変換を
行なって、ほぼ同じ回路素子値を有する複数の並列共振
回路がほぼ同じリアクタンスを有するリアクタンス素子
を介して縦続接続された非対称等価帯域阻止フィルタ回
路を実現する。 手順ハ：狭帯域近似を行なって、前記非対称等価帯域阻
止フィルタ回路を構成する各回路素子の中で各理想リア
クタンスまたは各理想サセプタンスを中心周波数におい
て同じリアクタンスまたは同じサセプタンスを有するイ
ンダクタンスまたはキャパシタンスに置き換えて、ほぼ
同じ回路素子値を有する複数の並列共振回路がほぼ同じ
リアクタンスを有するリアクタンス素子を介して縦続接
続された、実際の回路素子に変換した前記非対称周波数
特性を有する帯域阻止フィルタを実現する。 【００１１】本発明の帯域阻止フィルタの作製方法によ
れば、実数部に偶関数を含み虚数部に奇関数と偶関数と
を含むか、または実数部に偶関数と奇関数とを含み虚数
部に奇関数を含むか、または実数部に偶関数と奇関数と
を含み虚数部に奇関数と偶関数とを含む回路網関数を用
いて基準化高域の段階で非対称の基準化高域通過特性を
有する基準化高域通過フィルタとしたことから、そのま
まの条件で周波数変換とインピーダンス変換を含む等価
回路変換を行なって目標とする非対称周波数特性の帯域
阻止フィルタを実現することができる。さらに、基準化
高域通過フィルタの段階で同じ容量値に揃えたキャパシ
タンスを周波数変換し、中心周波数近傍における狭帯域
近似を行なって、前記非対称等価帯域阻止フィルタ回路
を構成する実数部の奇関数および虚数部の偶関数に寄与
する各回路素子の中で各理想リアクタンスまたは各理想
サセプタンスを中心周波数において同じリアクタンスま
たは同じサセプタンスを有するインダクタンスまたはキ
ャパシタンスに置き換えることにより、同じ回路素子値
を有する複数の並列共振回路がほぼ同じリアクタンスを
有するリアクタンス素子を介して縦続接続された実際の
回路素子に置き換えることができ、見通しの良い作製の
もとに実際の回路素子による実現が容易な非対称周波数
特性の帯域阻止フィルタを作製することができるものと
なる。 【００１２】また、本発明の帯域阻止フィルタの作製方
法によれば、非対称の基準化高域通過特性を有する基準
化高域通過フィルタからインピーダンス変換を含む等価
回路変換を行なって帯域阻止フィルタの回路構成と各回
路素子の値を定める際に、もともと複数の直列共振回路
を縦続接続するためのπ型ジャイレータの並列素子と非
対称周波数特性を作り出す並列のサセプタンスを利用し
て直列共振を並列共振に変換して、同じ定数を有する複
数の並列共振回路が同じリアクタンスを有するリアクタ
ンス素子を介して縦続接続された非対称周波数特性の帯
域阻止フィルタを得ることができる。 【００１３】本発明の帯域阻止フィルタの作製方法によ
れば、ある直列共振回路を並列共振回路を用いて実現す
ることにより、接地の面から最も安定な回路となる。ま
た、回路素子数が少なくなり、調整も最小で済むという
利点を有する。さらに、直列−並列変換を行なう直列リ
アクタンスとπ型ジャイレータの各素子の符号を任意に
選べる等の回路設計上の自由度が増し、実際の回路素子
での実現の際の自由度も増すという利点もある。 【００１４】そして、本発明の作製方法によって得られ
た帯域阻止フィルタは、中心周波数に関して非対称の周
波数特性を実現できるため、阻止域のすぐ上あるいはす
ぐ下の周波数帯に通過域を設けることができ、送信周波
数帯域と受信周波数帯域との２つのスペクトラムが小さ
い間隔で隣接している場合にそれらを効果的に分離でき
る等の利点がある。 【００１５】さらに、本発明の作製方法によって実現さ
れた帯域阻止フィルタにおいては、複数の各並列共振回
路は並列共振部とその並列共振部に直列に接続されたリ
アクタンス素子とから成り、２つ以上の並列共振回路が
並列サセプタンスを伴うことなく直列リアクタンス素子
を介して縦続接続された回路構成となっている。そし
て、各並列共振回路の並列共振部に直列に接続されたリ
アクタンス素子の値が、その並列共振回路に隣接する縦
続接続するための１つの直列リアクタンス素子の値ある
いは同符号の２つの直列リアクタンス素子の並列接続の
和の値、または異符号の２つの直列リアクタンス素子の
並列接続の和の値となっているか、または中心周波数に
対して非対称とするのに寄与することにより定まる所定
の値だけずれた値であり、かつ符号が逆となっているも
のとなる。 【００１６】このような回路構成によっても、回路素子
数が少なくなり、調整も最小で済むという利点を有す
る。 【００１７】 【発明の実施の形態】一般に帯域阻止フィルタを設計し
実現する場合、現実の回路構成や回路素子は、ある基準
電位（グランド電位）を考慮して構成される。そして、
ある回路素子の端子対の一方がグランドに接地されてい
る場合のように両方の端子がグランドに対して同電位と
はならない構成を不平衡といい、両方の端子がグランド
から充分離れている場合のように両方の端子がグランド
に対して同電位となる構成を平衡というが、一般には不
平衡の構成は安定であり、平衡の構成はクリティカルな
ものとなる。 【００１８】帯域特性フィルタで基本回路となる共振回
路については、ＬＣ共振回路の場合はＬとＣが共に片方
の端子が接地されている場合が最も安定に実現しやす
く、これは片方の端子を共通電位として接地して並列共
振回路を並列に接続した不平衡の構成に相当する。これ
以外の構成のＬＣ共振回路では、ＬとＣの合計４つの端
子のうち接地される端子が１つのみかあるいは１つも無
い構成となり、こうした平衡の構成は実際には使いづら
いものとなる。 【００１９】また、共振器にＴＥＭ伝送線を使用する場
合も条件は同様であり、基本的にはλ／４（４分の１波
長）やλ／２（２分の１波長）の伝送線を片方の端子を
接地した不平衡の構成以外は使いづらいものとなる。ま
た、ＴＥＭ伝送線の端面がオープン（開放）よりはショ
ート（短絡）の構成の方が、特性が安定して使いやすい
ものとなる。 【００２０】以上より、一般にＬＣ並列共振器を縦続接
続した構成あるいは端面をショートしたλ／４のＴＥＭ
伝送線共振器を縦続接続した構成は、帯域通過フィルタ
には適した構成であるが、帯域阻止フィルタには適さな
い構成となる。このため、帯域通過フィルタはＬＣ並列
共振器または端面をショートしたλ／４のＴＥＭ伝送線
共振器の並列接続を縦続接続した構成をベースとして比
較的容易に実現できる。 【００２１】一方、帯域阻止フィルタはこのままでは実
現しにくいので、並列接続の並列共振器にキャパシタン
スやインダクタンス等を直列に加えて直列共振効果を加
え、直並列共振器としたものを縦続接続した構成をベー
スとして実現している。しかし、このような共振回路は
直列共振の他に不要な並列共振も含む回路となってお
り、理論的にきれいな形では作製できず、経験やノウハ
ウに依るところが大きな作製方法となり、さらに周波数
特性が非対称の場合は、前述のように、見通しが良くし
かも実際の回路素子による実現が容易な作製が困難であ
る。 【００２２】そこで、本発明の帯域阻止フィルタの作製
法においては、前述の手順イ〜手順ハにより、非対称周
波数特性を有する帯域阻止フィルタを実現している。 【００２３】以下、各手順に従って本発明を、実施の形
態の第１の例に従って詳細に説明する。 【００２４】上記の手順イとして、まず、中心周波数ｆ
₁ （Ｈｚ）＞伝送零点周波数ｆ₂ （Ｈｚ）とし、目標と
する帯域阻止フィルタの基本的な作製方針を、ｆ
₁ （Ｈｚ）の帯域阻止フィルタを実現し、ｆ₂ 通過・ｆ
₁ 阻止とする、さらにｎｆ₁ （Ｈｚ）の周波数に対し
て帯域阻止フィルタの特性を持たせる、として、目標と
する帯域阻止特性を図１に示す周波数特性のように設定
する。なお、図１において横軸は周波数ｆ（Ｈｚ）を、
縦軸は透過量｜Ｈ（ｆ）｜を表わしている。 【００２５】次に、実数部に偶関数を含み虚数部に奇関
数と偶関数とを含むか、または実数部に偶関数と奇関数
とを含み虚数部に奇関数を含むか、または実数部に偶関
数と奇関数とを含み虚数部に奇関数と偶関数とを含む、
非対称の基準化高域通過特性を有する基準化高域通過フ
ィルタの回路網関数を求める。この場合、単一の素子と
して見ると理想リアクタンスなのでその虚数部に偶関数
を含む組合せとなるが、回路全体の伝送特性（透過量）
は上記のすべての組合せを含んだ形となる。図１に示し
た周波数特性の帯域阻止フィルタについての場合、求め
た基準化高域通過フィルタの周波数特性は図２に示すよ
うなものである。なお、図２においてｆ_p（Ｈｚ）は伝
送零点周波数を表わす。 【００２６】次いで上記の手順ロとして、まず、図２に
示すような周波数特性の基準化高域通過フィルタについ
て基準化高域で通過域に非対称の伝送零点を持たせて図
３に示す等価回路を得るために−ｊｋを導入する。な
お、図３においてａ₁ ・ａ₂ ・ａ₃ はそれぞれインダク
タンス値あるいはキャパシタンス値を表わし、−ｊｋは
理想リアクタンス値を表わす。 【００２７】次に、並列のインダクタンスに統一するた
めの等価回路変換を行なうことにより、図４に等価回路
で示すような基準化高域通過フィルタ回路を得る。この
ような等価回路変換を行なってインダクタンス値を揃え
ることにより、後の周波数変換後の共振回路をほぼ同じ
共振回路（直列あるいは並列）にすることができ、回路
の実現が容易となる。 【００２８】次に、図４の等価回路についてインピーダ
ンス変換を行なうとともに理想変成器（変成比ｎ）を含
めて、図５に示すような等価回路に変換する。このよう
に理想変成器を含めることにより、変成比ｎの値を適切
に選ぶことで各インダクタンスのインダクタンス値を同
じに揃えることができ、さらに、周波数変換後ほぼ同じ
共振回路に揃えることができ、実現が容易となる。 【００２９】次に、図５の等価回路の中央のｊの成分を
まとめて、図６に示すような等価回路とする。 【００３０】次いで、図６の等価回路についてインダク
タンスをキャパシタンスに変換して、図７に示すような
等価回路に変換する。 【００３１】さらに、図７の等価回路についてａ₁ ＝ａ
₃ とし、全てのキャパシタンスの値が等しくなるように
ｎを定める。ここで複数段の並列共振回路を縦続接続す
る直列リアクタンス素子のｊの係数が＋ｊ、各並列共振
回路の並列共振部に直列に接続されたリアクタンス素子
のｊの係数が−ｊとなる条件を加えると、図８に示すよ
うな等価回路となる。なお、図８においてｎ＝（ｋ＋
（ａ₁ ／ａ₂ ）^-1/2）／２である。 【００３２】そして、図８の等価回路について周波数変
換を行なって、図９に示すような、目標とする非対称帯
域阻止特性を有する、ほぼ同じ回路素子値を有する複数
の並列共振回路がほぼ同じリアクタンスを有するリアク
タンス素子を介して縦続接続された非対称等価帯域阻止
フィルタ回路を実現する。なお、図９においてｌ＝ｎ²
２πΔ／〔ａ₁（２πｆ₁）²〕、ｃ＝（ａ₁／ｎ²）×
（１／２πΔ）である。 【００３３】ここで、周波数変換は通常の対称周波数特
性の帯域阻止フィルタの作製において基準化高域通過フ
ィルタに対して行なうものと同様の変換を行なえばよ
く、これにより非対称周波数特性の帯域阻止フィルタの
作製を対称周波数特性の帯域阻止フィルタと同じように
見通し良く行なうことができる。 【００３４】次いで、上記の手順ハとして、図９の非対
称等価帯域阻止フィルタ回路に対して目標とする非対称
周波数特性の中心周波数ｆ₁（Ｈｚ）近傍での狭帯域近
似を行なって、前記非対称等価帯域阻止フィルタ回路を
構成する各回路素子の中で各理想リアクタンスまたは各
理想サセプタンスを中心周波数ｆ₁におけるリアクタン
スまたはサセプタンスと等しいインダクタンスまたはキ
ャパシタンスになるように置き換え、同じ定数を有する
複数段の並列共振回路が同じインピーダンスを有するリ
アクタンス素子を介して縦続接続された、実際の回路素
子に変換した非対称周波数特性を有する帯域阻止フィル
タを実現する。ここで、各回路素子の理想リアクタンス
または理想サセプタンスは、周波数に依存せず一定のリ
アクタンスまたはサセプタンス（偶関数）を有するリア
クタンスまたはサセプタンス（虚数部）である。 【００３５】そのようにして得られた帯域阻止フィルタ
の例を、複数段の並列共振回路の並列共振部を伝送線で
構成した回路として図10に示す。 【００３６】図10の帯域阻止フィルタ回路においては、
１段目と３段目の並列共振回路の並列共振部をショート
スタブ（λ／４型）で、２段目の並列共振回路の並列共
振部をオープンスタブ（λ／２型）で近似した例を示し
ている。なお、帯域阻止フィルタの実現においてはこれ
以外の組合せによる構成や他の回路素子による構成も可
能である。 【００３７】また、図10においてＡ₁ ＝Ａ₃ ＝（１／２
π）×ｓｉ^-1｛〔Δ（２ｎ−ｋ）〕／（２ｆ
₁ ａ₁ ）｝、Ｚ₀₁＝Ｚ₀₃＝〔（２ｎ−ｋ）／ｎ² 〕×ｃ
ｏｔ（Ａ₁ π）、ｌ₁ ＝ｌ₃ ＝（Ａ₁ ｖ）／２ｆ₁ 、Ａ
₂ ＝（１／２π）×ｓｉ^-1｛−〔Δ（２ｎ−ｋ）〕／
（２ｆ₁ ａ₁ ）｝、Ｚ₀₂＝−〔（２ｎ−ｋ）／ｎ² 〕×
ｔａｎ（Ａ₂ π）、ｌ₂ ＝（Ａ₂ ｖ）／２ｆ₁ である。
ただし、ｓｉ（ｘ）＝〔ｓｉｎ（ｘ）〕／ｘであり、ｖ
は伝搬速度である。そして、この帯域阻止フィルタの周
波数特性は図１に示す目標特性とほぼ同じとなる。 【００３８】これにより、非対称等価帯域阻止フィルタ
回路を構成する実数部の奇関数および虚数部の偶関数に
寄与する各回路素子の中で各理想リアクタンスまたは各
理想サセプタンスを中心周波数ｆ₁（Ｈｚ）において同
じリアクタンスまたは同じサセプタンスを有するインダ
クタンスまたはキャパシタンスに置き換えることによ
り、同じ定数を有する複数の並列共振回路が同じインピ
ーダンスを有するリアクタンス素子により縦続接続され
た、実際の回路素子に変換した非対称等価帯域阻止フィ
ルタ回路を実現することができた。 【００３９】次に、本発明の実施の形態の第２の例を、
３素子片側零点帯域阻止フィルタについて上記と同様に
説明する。手順イとして、まず、目標とする帯域阻止特
性を図11に示す周波数特性のように設定する。 【００４０】次に、実数部に偶関数を含み虚数部に奇関
数と偶関数とを含むか、または実数部に偶関数と奇関数
とを含み虚数部に奇関数を含むか、または実数部に偶関
数と奇関数とを含み虚数部に奇関数と偶関数とを含む、
非対称の基準化高域通過特性を有する基準化高域通過フ
ィルタの回路網関数を求める。図11に示した周波数特性
の帯域阻止フィルタについての場合、基準化高域通過フ
ィルタの周波数特性は図12に示すようなものである。 【００４１】次いで手順ロとして、まず、図12に示すよ
うな周波数特性の基準化高域通過フィルタについて基準
化高域で回路素子を並列のキャパシタンスまたはインダ
クタンスに統一するための等価回路変換を行なうことに
より、図３に等価回路で示したものと同じ基準化高域通
過フィルタ回路を得る。 【００４２】次に、図３の等価回路についてキャパシタ
ンスのインダクタンスへの変換、インピーダンス変換に
よるｎの導入、ジャイレータの導入を行なって図13に示
す等価回路を得る。 【００４３】次いで、π型ジャイレータの並列サセプタ
ンス−ｊｎを、ｘ₁ あるいはｘ₂ を導入して２つに分け
る。すなわち、サセプタンスｊ（１／ｎ）をｊ（１／
ｘ）とｊ（１／ｎ−１／ｘ）とに分けて、図14に示す等
価回路を得る。 【００４４】ここで、第１の例との違いは、第１の例で
は基準化高域通過フィルタですべてのキャパシタンスを
同じにする変成比ｎを定めると、それに対応して縦続接
続のために介する理想リアクタンスが一義的に定まって
しまうのに対し、第２の例では、並列サセプタンスを導
入することで、縦続接続するための理想リアクタンスの
値を任意に選ぶことができることである。 【００４５】さらに、インダクタンスをキャパシタンス
に変換して、図15に示す非対称等価帯域阻止フィルタの
等価回路を得る。 【００４６】さらに、前記の関係式においてｘ₁ ＝−ｎ
ｙ₁ 、ｘ₂ ＝−ｎｙ₂ （ｙ₁ 、ｙ₂＞１）とし、並列キ
ャパシタンスが同じになる条件を加えると、ｎが次のよ
うに定まる。√（ａ₁ ／ａ₂ ）＝（ｙ₁ ／ｙ₂ ）×｜
｛（ｋ−２ｎ）×（−ｎｙ₂ ）−２ｎ² ｝／｛（−ｙ₁
＋１）×ｎ｝｜＝（ｙ₁ ／ｙ₂ ）×｜−ｋｙ₂ ＋２ｎ
（ｙ₂ −１）｜／（ｙ₁ −１）となり、ｎ＝〔ｋｙ₂ ／
（ｙ₂ −１）＋｛（ｙ₁ −１）×ｙ₂ ｝／｛（ｙ₂ −
１）×ｙ₁ ｝×√（ａ₁ ／ａ₂ ）〕／２。ちなみに、ｙ
→∞であれば並列キャパシタンスの無い従来の帯域阻止
フィルタ回路となり、ｙ＝２であればリアクタンスまた
はサセプタンスの半分が並列キャパシタンスとなる。 【００４７】このようにして得られた非対称等価帯域阻
止フィルタの等価回路を図16に示す。この図16に示した
回路は、図15に示したものと同じであるが、ｘ＝ｙｎと
見やすい形に表現し、±ｎのどちらか一方に固定（限
定）したものである。 【００４８】この第２の例においても、周波数変換は通
常の対称周波数特性の帯域阻止フィルタの作製において
基準化高域通過フィルタに対して行なうものと同様の変
換を行なえばよい。 【００４９】次いで、手順ハとして、図15または図16の
非対称等価帯域阻止フィルタ回路に対して目標とする非
対称周波数特性の中心周波数ｆ₁ （Ｈｚ）近傍での狭帯
域近似を行なって、実際の回路素子に変換した非対称周
波数特性を有する帯域阻止フィルタを実現する。そのよ
うにして得られた、目標とする非対称帯域阻止特性を有
する非対称帯域阻止フィルタ回路の例を図17に、また、
その非対称帯域阻止フィルタ回路の複数の並列共振回路
を伝送線で構成した回路を図18に示す。 【００５０】図18の帯域阻止フィルタ回路においては、
各段の並列共振回路の並列共振部をショートスタブで近
似した例を示している。なお、これ以外の組合せによる
構成や他の回路素子による構成も可能である。 【００５１】図17において各回路素子の値は同図中に示
したものとなる。また、図18においてＡ₁ ＝Ａ₃ ＝（１
／２π）×ｓｉ^-1｛Δｎｙ₁ ／〔２ｆ₁ （ｙ₁ −１）ａ
₁ 〕｝、Ｚ₀₁＝Ｚ₀₃＝〔ｎｙ₁ ／（ｙ₁ −１）〕×ｃｏ
ｔ（Ａ₁ π）、ｌ₁ ＝ｌ₃ ＝（Ａ₁ ｖ）／２ｆ₁ 、Ａ₂
＝（１／２π）×ｓｉ^-1〔（Δ／２ｆ₁ ）×ｙ
₁ ² ｛（２ｎ−ｋ）ｙ₂ −２ｎ｝／｛ｙ₂ （ｙ₁ −１）
² ａ₁ ｝〕、Ｚ₀₂＝〔ｎ² ｙ₂／｛（２ｎ−ｋ）ｙ₂ −
２ｎ｝〕×ｃｏｔ（Ａ₂ π）、ｌ₂ ＝（Ａ₂ ｖ）／２ｆ
₁ である。ただし、ｓｉ（ｘ）＝〔ｓｉｎ（ｘ）〕／ｘ
であり、ｖは伝搬速度である。これらの帯域阻止フィル
タの周波数特性は図11に示す目標特性となる。 【００５２】この第２の例においても第１の例と同様
に、非対称等価帯域阻止フィルタ回路を構成する実数部
の奇関数および虚数部の偶関数に寄与する各回路素子の
中で各理想リアクタンスまたは各理想サセプタンスを中
心周波数ｆ₁（Ｈｚ）において同じリアクタンスまたは
同じサセプタンスを有するインダクタンスまたはキャパ
シタンスに置き換えることにより、同じ定数を有する複
数の並列共振回路が同じリアクタンスを有するインダク
タンス素子により縦続接続された、実際の回路素子に変
換した非対称等価帯域阻止フィルタ回路を実現すること
ができた。 【００５３】なお、以上はあくまで本発明の実施の形態
の例示であって、本発明はそれらに限定されるものでは
なく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更や改
良を加えることは何ら差し支えない。 【００５４】 【発明の効果】以上のように、本発明の帯域阻止フィル
タの作製方法によれば、実数部に偶関数を含み虚数部に
奇関数と偶関数とを含むか、または実数部に偶関数と奇
関数とを含み虚数部に奇関数を含むか、または実数部に
偶関数と奇関数とを含み虚数部に奇関数と偶関数とを含
む回路網関数を用いて基準化高域の段階で非対称の基準
化高域通過特性を有する基準化高域通過フィルタとした
ことから、そのままの条件で周波数変換とインピーダン
ス変換を含む等価回路変換を行なって目標とする非対称
周波数特性の帯域阻止フィルタを実現することができ、
さらに中心周波数近傍での狭帯域近似を行なって、実数
部の奇関数および虚数部の偶関数に寄与する回路素子
を、ほぼ同じ回路素子値を有する複数の並列共振回路が
ほぼ同じリアクタンスを有するリアクタンス素子を介し
て縦続接続された非対称等価帯域阻止フィルタ回路を構
成する実数部の奇関数および虚数部の偶関数に寄与する
各回路素子の中で各理想リアクタンスまたは各理想サセ
プタンスを中心周波数ｆ₁（Ｈｚ）において同じリアク
タンスまたは同じサセプタンスを有するインダクタンス
またはキャパシタンスに置き換えることにより、同じ定
数を有する複数の並列共振回路が同じインピーダンスを
有するリアクタンス素子により縦続接続された実際の回
路素子に置き換えることによって、見通しの良い作製の
もとに実際の回路素子による実現が容易な非対称周波数
特性の帯域阻止フィルタを作製することができる作製方
法を提供することができた。 【００５５】また、本発明の帯域阻止フィルタの作製方
法によれば、非対称の基準化高域通過特性を有する基準
化高域通過フィルタから等価回路変換を行なって帯域阻
止フィルタの回路構成と各回路素子の定数を定める際
に、複数の並列共振回路を縦続接続するためのπ型ジャ
イレータの並列素子と非対称周波数特性を作り出す並列
のサセプタンスを利用して直列共振を並列共振に変換し
て、同じ定数を有する複数の並列共振回路が同じリアク
タンスを有するリアクタンス素子により縦続接続された
非対称周波数特性の帯域阻止フィルタを得ることができ
た。 【００５６】また、本発明の帯域阻止フィルタの作製方
法によれば、ある直列共振回路を並列共振回路を用いて
実現して、それらの縦続接続によって帯域阻止フィルタ
を実現することができることから、接地の面から最も安
定な回路となる。 【００５７】さらにまた、実施の形態の第１の例で示し
たように、本発明によれば回路素子数が少ないため素子
感度に関する制約も緩和され、調整も最小で済み、さら
に、実施の形態の第２の例で示したように回路素子数は
増えても各々を実現しやすい値にでき、回路設計上の自
由度や実際の回路素子での実現の際の自由度も増すとい
う利点がある。 【００５８】そして、本発明の作製方法によって得られ
た帯域阻止フィルタは、中心周波数に関して非対称の周
波数特性を実現できるため、阻止域のすぐ上あるいはす
ぐ下の周波数帯に通過域を設けることができ、送信周波
数帯域と受信周波数帯域との２つのスペクトラムが小さ
い間隔で隣接している場合にそれらを効果的に分離でき
る等の利点がある。 【００５９】さらに、本発明の作製方法によって実現さ
れた帯域阻止フィルタの第１の例においては、複数の各
並列共振部は並列共振回路とその並列共振回路に直列に
接続されたリアクタンス素子とから成り、２つ以上の並
列共振回路が並列サセプタンスを伴うことなく直列リア
クタンス素子を介して縦続接続された回路構成となって
おり、各並列共振部の並列共振回路に直列に接続された
リアクタンス素子の値が、その並列共振部に隣接する縦
続接続するための１つの直列リアクタンス素子の値ある
いは同符号の２つの直列リアクタンス素子の並列接続の
和の値、または異符号の２つの直列リアクタンス素子の
並列接続の和の値から中心周波数と伝送零点周波数との
関係によって定まる所定の値だけずれた値であり、かつ
符号が逆となっているものとなることを特徴とし、この
ような回路構成では、回路素子数が少なくなり、調整も
最小で済むという利点がある。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の実施形態の第１の例における目標とす
る帯域阻止特性を示す線図である。 【図２】本発明の実施形態の第１の例における基準化高
域通過フィルタの周波数特性を示す線図である。 【図３】本発明の実施形態の第１の例における基準化高
域通過フィルタ回路を示す等価回路図である。 【図４】本発明の実施形態の第１の例における基準化高
域通過フィルタ回路を示す等価回路図である。 【図５】本発明の実施形態の第１の例における基準化高
域通過フィルタ回路を示す等価回路図である。 【図６】本発明の実施形態の第１の例における基準化高
域通過フィルタ回路を示す等価回路図である。 【図７】本発明の実施形態の第１の例における基準化高
域通過フィルタ回路を示す等価回路図である。 【図８】本発明の実施形態の第１の例における基準化高
域通過フィルタ回路を示す等価回路図である。 【図９】本発明の実施形態の第１の例における非対称等
価帯域阻止フィルタ回路を示す等価回路図である。 【図１０】本発明の実施形態の第１の例における帯域阻
止フィルタの例を示す回路図である。 【図１１】本発明の実施形態の第２の例における目標と
する帯域阻止特性を示す線図である。 【図１２】本発明の実施形態の第２の例における基準化
高域通過フィルタの周波数特性を示す線図である。 【図１３】本発明の実施形態の第２の例における基準化
高域通過フィルタ回路を示す等価回路図である。 【図１４】本発明の実施形態の第２の例における基準化
高域通過フィルタ回路を示す等価回路図である。 【図１５】本発明の実施形態の第２の例における基準化
高域通過フィルタ回路を示す等価回路図である。 【図１６】本発明の実施形態の第２の例における非対称
等価帯域阻止フィルタ回路を示す等価回路図である。 【図１７】本発明の実施形態の第２の例における帯域阻
止フィルタの例を示す回路図である。 【図１８】本発明の実施形態の第２の例における帯域阻
止フィルタの例を示す回路図である。 【符号の説明】 ｆ₁ ・・・・中心周波数 −ｊｋ・・・理想リアクタンスまたは理想サセプタンス

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 下記手順イ乃至手順ハにより、非対称周
   波数特性を有する帯域阻止フィルタを実現することを特
   徴とする帯域阻止フィルタの作製方法。 手順イ：目標とする帯域阻止特性から、実数部に偶関数
   を含み虚数部に奇関数と 偶関数とを含むか、または実数
   部に偶関数と奇関数とを含み虚数部に奇 関数を含むか、
   または実数部に偶関数と奇関数とを含み虚数部に奇関数
   と偶関数とを含む非対称の基準化高域通過特性を有する
   回路網関数を求める。 手順ロ：基準化高域で回路素子を並列のキャパシタンス
   またはインダクタンスに統一するためのインピーダンス
   変換を含む等価回路変換を行なうとともに周波数変換を
   行なって、ほぼ同じ回路素子値を有する複数の並列共振
   回路がほぼ同じリアクタンスを有するリアクタンス素子
   を介して縦続接 続された非対称等価帯域阻止フィルタ回
   路を実現する。 手順ハ：狭帯域近似を行なって、前記非対称等価帯域阻
   止フィルタ回路を構成する各回路素子の中で各理想リア
   クタンスまたは各理想サセプタンスを中心周波数におい
   て同じリアクタンスまたは同じサセプタンスを有するイ
   ンダクタンスまたはキャパシタンスに置き換えて、ほぼ
   同じ回路素子値を有する複数の並列共振回路がほぼ同じ
   リアクタンスを有するリアクタンス素子を介して縦続接
   続された、実際の回路素子に変換した前記非対称周波数
   特性を有する帯域阻止フィルタを実現する。