JPH04216351A

JPH04216351A - トラッキング装置

Info

Publication number: JPH04216351A
Application number: JP2402207A
Authority: JP
Inventors: Kouji Kaniwa; 耕治鹿庭; Hideo Nishijima; 英男西島; Koichi Ono; 小野　公一
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1990-12-14
Filing date: 1990-12-14
Publication date: 1992-08-06
Anticipated expiration: 2012-09-30
Also published as: JP2658575B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ヘリカル走査型の磁気
記録再生装置等のトラッキング装置において、特に、ヘ
リカルトラックに順次記録された４周波のパイロット信
号を用いたＡＴＦ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｔｒａｃｋ　
Ｆｉｎｄｉｎｇ）　方式のトラッキング装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図２に、従来の４周波パイロット信号を
用いたＡＴＦ方式のトラッキング装置の構成例を示す。まずここで、４周波パイロット信号について簡単に説明
する。磁気テープ１には図２に示すように、各トラック
ごとにｆ１〜ｆ４のパイロット信号が記録情報に重畳さ
れて順次記録されている。これらの４周波パイロット信
号は、３７８ｆＨ（ｆＨ：テレビ信号の水平同期信号周
波数＝１５．７３４ｋＨｚ）の源振をそれぞれ１／５８
，１／５０，１／３６，１／４０に分周した周波数の信
号であり、ｆ１≒６．５ｆＨ，ｆ２≒７．５ｆＨ，ｆ３
≒１０．５ｆＨ，ｆ４≒９．５ｆＨとなっている。した
がって、磁気テープ上にて隣接するトラック間のパイロ
ット信号周波数差は、常にｆＨあるいは３ｆＨとなる。（実際は、１６．４０７ｋＨｚ，１６．５２１ｋＨｚあ
るいは４６．１４５ｋＨｚ，４６．２０９ｋＨｚとなる
が、説明の便宜上ｆＨ，３ｆＨと記す。）例えば、磁気
ヘッド２が図２に示すｆ２トラックを走査している場合
、先行隣接トラックのｆ１パイロット信号と走査トラッ
クのｆ２パイロット信号との周波数差はｆＨ、そして後
行隣接トラックのｆ３パイロット信号と走査トラックの
ｆ２パイロット信号との周波数差は３ｆＨとなる。以下、従来の４周波パイロット信号を用いたトラッキン
グ装置の動作説明を行う。

【０００３】図２において、１は磁気テープ、２は磁気
ヘッド、３はプリアンプ、４はＬＰＦ（低域通過フィル
タ），５はＡＧＣアンプ（自動利得制御アンプ）、８ａ
および９ａはＢＰＦ（帯域通過フィルタ）、１１ａおよ
び１２ａはピーク検波器、１３ａはスイッチ、１４ａは
減算器、１５はクロック発生器、１６は水晶発振子、１
７は分周器、１９，２０は入力端子、２２はキャプスタ
ン、２３はモータ、２４はモータドライバ、２５はＣＦ
Ｇ（キャプスタンＦＧ）センサ、２６はキャプスタン速
度制御系、２７は加算回路、２８は掛け算回路である。

【０００４】図２において、磁気ヘッド２から磁気テー
プ１により検出された再生信号は、プリアンプ３により
十分増幅された後ＬＰＦ４へ供給される。ＬＰＦ４では
、トラッキング制御に不要な映像あるいは音声情報等の
高域成分を抑圧した後、再生パイロット信号をＡＧＣア
ンプ５を介して適切なレベルにして、掛け算回路２７へ
供給する。掛け算回路２７は、再生パイロット信号とク
ロック分周回路１７より供給されるローカルパイロット
信号との掛け算を行い、両隣接トラックのパイロット信
号をｆＨおよび３ｆＨの周波数に変換する。図２に示す
ように磁気ヘッド２が、ｆ２パイロット信号トラックを
走査している時を例にすると、クロック分周回路１７は
入力端子１９より供給される制御信号ＳＥＬに従いロー
カルパイロット信号はｆ２に選択されている。この場合
、再生パイロット信号には、走査トラックおよび両隣接
トラックのパイロット信号であるｆ１，ｆ２，ｆ３が含
まれる。したがって、掛け算回路２８の出力はｆ２±ｆ
１およびｆ３±ｆ２の周波数成分を有する。なお、走査
トラックのｆ２パイロット信号は掛け算によりゼロビー
トになる。この掛け算回路２８の出力はｆＨ−ＢＰＦ８
ａおよび３ｆＨ−ＢＰＦ９ａに供給され、それぞれｆ２
−ｆ１≒ｆＨおよびｆ３−ｆ２≒３ｆＨの周波数成分が
抽出される。ここで、上記ｆＨおよび３ｆＨの信号につ
いて見るとｆＨ信号は先行隣接トラックのｆ１パイロッ
ト信号を周波数変換したものであり、３ｆＨ信号は後行
隣接トラックのｆ３パイロット信号を周波数変換したも
のである。したがって、ｆＨ信号レベルと３ｆＨ信号レ
ベルとを比較することにより磁気ヘッド２が走査してい
るトラック位置、即ちトラッキング位相を検出すること
ができる。ｆＨ−ＢＰＦ８ａおよび３ｆＨ−ＢＰＦ９ａ
により抽出されたｆＨ信号および３ｆＨ信号は、スイッ
チ１３ａを介してピーク検波回路１１ａあるいは１２ａ
へ供給される。スイッチ１３ａは入力端子２０より供給
される制御信号ＨＳＷによりトラック走査の周期で切り
換えられる。このスイッチ１３ａは、先行／後行トラッ
クのパイロット信号と、周波数変換されたｆＨ／３ｆＨ
信号の関係がトラックごとに変化するため、これを相殺
するためのものである。例えば図２の状態では、上記し
たように先行トラックのパイロット信号がｆＨ信号に変
換され、後行トラックのパイロット信号が３ｆＨ信号に
変換される。しかし磁気ヘッド２がｆ３パイロット信号
トラックを走査している場合には、掛け算回路２８に供
給されるローカルパイロット信号はｆ３とされ、したが
って、先行トラックから再生されるｆ２パイロット信号
はｆ３−ｆ２≒３ｆＨとなり、後行トラックから再生さ
れるｆ４パイロット信号はｆ４−ｆ２≒ｆＨとなるので
、上記図２の場合と先行／後行トラックのパイロット信
号と、周波数変換されたｆＨ／３ｆＨ信号の関係が逆に
なる。以上のことにより、トラック走査の周期で切り換
えられたｆＨおよび３ｆＨ信号は、それぞれピーク検波
回路１１ａあるいは１２ａへ供給される。ピーク検波回
路１１ａおよび１２ａは、ｆＨおよび３ｆＨ信号のピー
クレベルを検波し、それぞれ減算回路１４ａに供給する
。減算回路１４ａはｆＨおよび３ｆＨ信号のレベルを減
算し減算出力すなわちトラッキングエラー信号を加算回
路２７へ供給する。加算回路２７は上記トラッキングエ
ラー信号とキャプスタン速度制御回路２６から供給され
る速度エラー信号を加算してモータドライバ２４へ供給
する。モータドライバ２４はトラッキングエラー信号と
速度エラー信号の加算信号に応じた電力をキャプスタン
モータ２３へ供給し、キャプスタン２２を駆動する。これによりキャプスタン２２は磁気テープ１を所定の速
度と位相で走行する。なお、キャプスタン速度制御回路
２６は、キャプスタン２２の回転に比例して発生される
ＣＦＧ信号の周期を計測し、目標周期との差分を速度エ
ラー信号として加算回路２７へ出力している。また、ロ
ーカルパイロット信号を発生するクロック分周回路１７
は、水晶発振子１６等により安定に発振している源クロ
ック発生回路１５より供給されるクロックを分周し、制
御信号ＳＥＬに従いトラック走査の周期でｆ１〜ｆ４の
ローカルパイロット信号を順次発生する。また、ＡＧＣ
アンプ５は、トラッキングエラー信号が再生パイロット
信号のレベル変動により、大幅に変化しないようにする
ために、再生パイロット信号レベルを一定にするもので
ある。

【０００５】なお、このようなトラッキング装置に関連
するものとして、例えば特開昭５９−６８８６２号公報
，５９−７５４５０号公報，５９−３６３５８号公報が
上げられる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
４周波パイロット信号を用いたＡＴＦトラッキング装置
では、再生パイロット信号の周波数変換を行う掛け算回
路、ｆＨおよび３ｆＨ成分を抽出するＢＰＦ、ピーク検
波回路やｆＨ信号および３ｆＨ信号の比較回路をアナロ
グ信号処理にて行っている。そのため、上記のようなＡ
ＴＦトラッキング制御系は、現在ではほとんどディジタ
ル処理化あるいはマイクロコンピュータによるソフト処
理化されているテープの速度制御系やヘッドを搭載した
ドラムの速度および位相制御系との整合性が悪くなって
いる。言い換えれば、ＡＴＦトラッキング制御系がアナ
ログ信号処理であるため、他のディジタル制御系と一体
化した高集積化が難しくなっている。また、ＡＴＦトラ
ッキング制御系の性能を大きく左右するｆＨおよび３ｆ
Ｈ成分を抽出するＢＰＦも、アナログ信号処理では構成
部品のバラツキや経年変化による特性劣化を生じてしま
う。

【０００７】そこで本発明の目的は、再生パイロット信
号の周波数変換を行う掛け算回路、ｆＨおよび３ｆＨ成
分を抽出するＢＰＦ、ピーク検波回路やｆＨ信号および
３ｆＨ信号の比較回路等により構成されるＡＴＦトラッ
キング制御系を、小規模の回路構成にてディジタル信号
処理化することにより高集積化を可能とするとともに、
構成部品のバラツキや経年変化による性能劣化の無いト
ラッキング装置を提供することである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明のトラッキング装置は、再生信号から映像信号
等の不要高域成分を抑圧しパイロット信号を抽出するＬ
ＰＦ手段と、再生パイロット信号を所定のパイロット信
号周期でサンプルホールドするサンプルホールド手段と
、サンプルホールド信号をディジタル信号に変換するＡ
Ｄコンバータ手段と、上記サンプルホールドにより生じ
た第１および第２の所定パイロット信号の折り返し信号
成分を抽出する第１および第２のディジタルフィルタと
、ディジタルフィルタにより抽出された折り返し信号の
レベルを検出する第１および第２のレベル検波手段と、
第１および第２の検波手段の出力の差分を検出する減算
手段とにより構成され、上記減算手段の出力をテープ駆
動手段に帰還するようにしている。

【０００９】

【作用】ＬＰＦ手段は、トラッキングに必要なパイロッ
ト信号のみを抽出する。サンプルホールド手段とＡＤコ
ンバータ手段は、サンプリングにおいてサンプリング周
波数の１／２を超える周波数の信号は折り返しとして検
出されることを積極的に利用し、再生パイロット信号の
周波数変換を行うと共に、その周波数変換された再生パ
イロット信号をディジタル信号に変換する。第１および
第２のディジタルフィルタは、周波数変換されたデイジ
タル再生パイロット信号から、両隣接トラックからの再
生パイロット信号を抽出する。第１および第２の検波手
段は、両隣接トラックからの再生パイロット信号のレベ
ルを検出する。即ちトラッキング状態を検出する。減算
手段は、両隣接トラックからの再生パイロット信号のレ
ベル差を求めることによりトラッキングエラー信号を発
生する。したがって、パイロット信号をディジタル的に
処理するのに、ＡＤ変換時のサンプリング周波数を上記
パイロット信号周波数と等しい周波数に設定できるだけ
でなく、ＡＤ変換に不可欠のサンプリングにより、隣接
トラックからのパイロット信号をｆＨあるいは３ｆＨ信
号に変換できる。さらに、ＡＴＦトラッキング制御系の
性能を大きく左右するｆＨおよび３ｆＨ成分を抽出する
ＢＰＦやピーク検波回路等をディジタル回路にて実現で
き、アナログ信号処理時に問題となった構成部品のバラ
ツキや経年変化による特性劣化防止することができる。

【００１０】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に
説明する。図１は本発明を適用したＡＴＦ方式のトラッ
キング装置を示すブロック図である。キャプスタン系お
よび速度制御系は省略している。図１において、１は磁
気テープ、２は磁気ヘッド、３はプリアンプ、４はＬＰ
Ｆ、５はＡＧＣアンプ、６はサンプルホールド回路、７
はＡＤコンバータ、８および９はディジタルＢＰＦ、１
１および１２はピーク検波回路、１３はスイッチ、１４
は減算回路、１５はクロック発生器、１６は水晶発振子
、１７は分周回路、１９，２０は入力端子、そして２１
はトラッキングエラー信号の出力端子である。

【００１１】第１図において、磁気ヘッド２から磁気テ
ープ１により検出された再生信号は、プリアンプ３によ
り十分増幅された後ＬＰＦ４へ供給される。ＬＰＦ４で
は、トラッキング制御に不要な映像あるいは音声情報等
の高域成分を抑圧した後、再生パイロット信号をＡＧＣ
アンプ５を介して適切なレベルにして、サンプルホール
ド回路６へ供給する。サンプルホールド回路６は、再生
パイロット信号をクロック分周回路１７より供給される
ｆ１〜ｆ４のパイロット信号周波数でサンプルホールド
する。このサンプルホールドにより各再生パイロット信
号の折り返し周波数は、表１に示すものとなる。

【００１２】

【表１】

【００１３】クロック分周回路１７は、例えば図３に示
した点線に囲まれた構成である。図３において、１９は
制御信号ＳＥＬの入力端子、２９〜３１はクロックの出
力端子、３２〜３７は個々の分周器、そして３８はスイ
ッチである。３２〜３６の分周器は、水晶発振子１６等
により安定に発振している源クロック発生回路１５より
供給されるクロック（３７８ｆＨ）を図に示すような所
定の分周率で分周する。このうち３２〜３５の分周器は
、分周器３７の２分周により、それぞれｆ１〜ｆ４のパ
イロット信号周波数のクロックを出力端子２９を介して
サンプルホールド回路６，ＡＤコンバータ７，ｆＨ−Ｂ
ＰＨ８へ供給する。この場合ｆ１〜ｆ４の選択は、制御
信号ＳＥＬに従いトラック走査の周期でｆ１→ｆ２→ｆ
３→ｆ４となるようにスイッチ３８を順次切り換えて行
う。また、スイッチ３８の出力である２倍のパイロット
信号周波数のクロックは、出力端子３０を介して３ｆＨ
−ＢＰＨ９へ供給される。そして分周器３６により７５
６分周されたクロックは、出力端子３１を介してピーク
検波回路１１，１２へ供給される。

【００１４】ｆ１〜ｆ４のパイロット信号周波数でサン
プルホールドされた再生パイロット信号は、ＡＤコンバ
ータ７でディジタル信号に変換された後、ｆＨ−ＢＰＦ
８，３ｆＨ−ＢＰＦ９およびＤＡコンバータ１８へ供給
される。本実施例では、ｆＨ−ＢＰＦ８および３ｆＨ−
ＢＰＦ９は、２次のアナログ帯域通過フィルタと等価な
例えば図４に示す構成のＩＩＲ型ディジタルフィルタで
構成している。図４において、３９は入力端子、４０は
出力端子、４１は加算器、４２は減算器、４５〜４７は
係数回路（掛け算器）、そして４３，４４は遅延回路で
ある。ディジタルフィルタの設計は、アナログフィルタ
の伝達関数からＺ変換にて行うことができる。２次のア
ナログ帯域通過フィルタの伝達関数は、下式（数１）で
表される。

【００１５】

【数１】

【００１６】上式（数１）に示した伝達関数を双１次変
換すると、その伝達関数は、下式（数２）で表される。

【００１７】

【数２】

【００１８】上式（数２）に示した伝達関数を実現する
ブロック図が、先の図４である。上式（数２）において
、ディジタルフィルタのサンプリング周期（Ｔ）が変化
する場合、同じフィルタ特性を得るためには係数回路の
係数をサンプリング周期（Ｔ）に応じて変化する必要が
ある。そこで、サンプリング周波数がｆ１〜ｆ４のパイ
ロット信号周波数に変化する場合に、所望のフィルタ特
性を得るために各サンプリング周波数に応じた係数を設
定できるように、メモリ１０に各サンプリング周波数に
応じた係数を記憶する構成にしている。各サンプリング
周波数に応じた係数を用いたディジタルＢＰＦの構成を
図５に示す。図５において、図４と同一符号をつけたブ
ロックは図４と同一のブロックである。ただし、遅延回
路４３，４４はラッチ回路で構成し、入力端子４８より
供給されるサンプリングクロックによりデータをラッチ
することにより遅延回路を構成している。また、各掛け
算回路（係数回路）４５〜４７には、入力端子１９より
供給される制御信号ＳＥＬにより各サンプリング周波数
に応じてメモリ１０より発生される係数α，β，γと入
力データの掛け算を行う。メモリ１０の係数一覧を表２
に示す。

【００１９】

【表２】

【００２０】表２に示す係数構成は、α，β，γの各係
数がサンプリング周波数のｆ１〜ｆ４パイロット信号周
波数である場合のｆＨ−ＢＰＦおよび２倍のサンプリン
グ信号周波数である場合の３ｆＨ−ＢＰＦの合計２４個
の係数を有する。

【００２１】上記２つのＢＰＦ８，９のうち３ｆＨ−Ｂ
ＰＦ９では、サンプリング周波数がｆ１のパイロット信
号周波数（約６．５ｆＨ）の場合、３ｆＨ信号成分はサ
ンプリング周波数の２分の１周波数に近くなり、３ｆＨ
信号の１周期にサンプル点が約２個しか無いため後述す
るピーク検波回路１２において、正確なピークの検出に
長時間要することになる。これは、サンプル点データが
常にピークレベル値であるとは限らないためである。そ
こで本実施例では、３ｆＨ−ＢＰＦ９を図６に示す構成
にしている。図６において、４９は入力端子、５０は出
力端子、５１は２倍のサンプリングクロックの入力端子
、５２は０データ発生回路、５３はスイッチ、そして４
１〜４７は図４に示したブロックと同様である。図６に
おいて、入力端子４９を介して入力されたＡＤコンバー
タ出力は、スイッチ５３に供給される。スイッチ５３は
、ＡＤコンバータ７の出力データと０データ発生回路５
２の０データを、入力端子５１を介して入力される２倍
のサンプリングクロックの周期で切り換え加算器４１に
供給する。また、遅延回路４３，４４は２倍のサンプリ
ングクロックによりラッチされる構成にしている。これ
により、３ｆＨ−ＢＰＦ９は、３ｆＨ信号を２倍のサン
プリング周波数で抽出し、２倍のサンプリング周波数で
３ｆＨデータをピーク検波回路１２へ出力する。ピーク
検波回路１１および１２は、ｆＨおよび３ｆＨ信号のピ
ークレベルを検出し、ｆＨおよび３ｆＨ信号のピークレ
ベルをスイッチ１３へ供給する。ピーク検波回路１１お
よび１２の構成例を図７に示す。図７においてね５４は
データの入力端子、５５はデータの出力端子、５６はク
ロックの入力端子、５７は大小比較回路、５８，５９は
ラッチ回路である。図７において、入力端子５６より供
給されたｆＨあるいは３ｆＨ信号のピークデータは大小
比較回路５７およびラッチ回路５８に供給される。大小
比較回路５７は、入力データとラッチ回路５８のラッチ
データとの大小比較を行い、入力データが大きい場合に
ラッチ回路５８へラッチクロックを出力する。そして、
ラッチ回路５８は入力端子５６を介して供給されるクロ
ックの周期でリセットされるが、他のラッチ回路５９は
、リセットされる直前のラッチ回路５８のデータをラッ
チする。したがって、入力端子５６を介して供給される
クロックの周期でｆＨあるいは３ｆＨ信号のピークデー
タの最大値をラッチすることができる。なお、入力端子
５６を介して供給されるクロックは、先の図３に示した
クロック分周回路１７の分周器３６にて発生されたクロ
ックである。以上により検出されたｆＨおよび３ｆＨ信
号のピークデータは、スイッチ１３に供給される。スイッチ１３は、入力端子２０より供給される制御信号
ＨＳＷによりトラック走査の周期で切り換えられる。こ
のスイッチ１３は、先の図２に示した従来例で説明した
ように、先行／後行トラックのパイロット信号と、周波
数変換されたｆＨ／３ｆＨ信号の関係がトラックごとに
変化するため、これを相殺するためのものである。トラ
ック走査の周期で切り換えられたｆＨおよび３ｆＨ信号
のピーク信号はそれぞれ減算回路１４に供給される。減
算回路１４はｆＨおよび３ｆＨ信号のピークレベルを減
算し、その演算結果すなわちトラッキングエラー信号を
出力端子２１へ供給する。出力端子２１に供給されたト
ラッキングエラー信号は、図示していないが先の図２と
同様にキャプスタン速度制御回路から供給される速度エ
ラー信号と加算されモータドライバへ供給される。モー
タドライバはトラッキングエラー信号と速度エラー信号
の加算信号に応じた電力にてキャプスタンモータを駆動
する。これにより磁気テープ１は所定の速度と所定のト
ラッキング位相で走行される。なお、ＤＡコンバータ１
８は、トラッキングエラー信号をアナログ信号に変換し
てＡＧＣアンプ５に帰還することにより、トラッキング
エラー信号が再生パイロット信号のレベル変動により、
大幅に変化しないように再生パイロット信号レベルを一
定にしている。

【００２２】以上説明したように、本実施例によれば１
０２ｋＨｚ〜１６４ｋＨｚのパイロット信号をディジタ
ル的に処理するのに、ＡＤ変換時のサンプリング周波数
を上記パイロット信号周波数と等しい周波数に設定でき
るのでＡＤコンバータの動作速度，消費電力，回路構成
等のすべての面で優先に実現できる。また、ＡＤ変換に
不可欠のサンプリングにより、隣接トラックからのパイ
ロット信号をｆＨあるいは３ｆＨ信号に変換でき、別個
に周波数変換用掛け算回路を設ける必要は無く、回路の
小規模化も実現できる。さらに、ＡＴＦトラッキング制
御系の性能を大きく左右するｆＨおよび３ｆＨ成分を抽
出するＢＰＦやピーク検波回路等をディジタル回路にて
実現でき、アナログ信号処理時に問題となった構成部品
のバラツキや経年変化による特性劣化防止することがで
きる。

【００２３】以上までに説明してきた４周波のパイロッ
ト信号を用いたＡＴＦトラッキング制御を採用している
装置として、８ミリビデオと呼ばれるヘリカルスキャン
ＶＴＲがある。８ミリビデオはヘリカルトラックを長手
方向に２分割し、一方に映像信号を、他方に時間軸圧縮
のＰＣＭ音声信号を記録するものである。ＰＣＭ音声信
号の記録トラックは、映像信号の記録トラックの約１／
５であることより、映像信号の記録トラックをさらに５
等分して各々の分割トラックにも時間軸圧縮のＰＣＭ音
声信号を記録することができる。したがって、本来のＰ
ＣＭ音声信号トラックと合わせて６トラックのＰＣＭ音
声信号の記録トラックを有することになり、超長時間記
録やリバース記録再生を可能とする。この６トラックの
ＰＣＭ音声信号の記録方式をマルチトラックＰＣＭ音声
記録方式と言う。マルチトラックＰＣＭ音声記録方式に
て記録されたテープのパターン例を図８に示す。また、
マルチトラックＰＣＭ音声記録のテープローディング状
態における各トラックの割当を図９に示す。図８，図９
においてＣＨ１が本来のＰＣＭ音声信号トラックであり
、ＣＨ２〜ＣＨ６が本来は映像信号が記録されるトラッ
クである。このマルチトラックＰＣＭ音声記録に際して
は、通常の映像信号の記録と区別するためにトラッキン
グ制御用の上記ｆ１〜ｆ４のパイロット信号の他にｆ５
パイロット信号（３７８／２６ｆＨ≒１４．５ｆＨ）と
呼ばれる判別用パイロット信号が記録される。したがっ
て、８ミリビデオなどのマルチトラックＰＣＭ音声記録
方式を採用しているＶＴＲでは、ｆ５パイロット信号に
より通常の映像信号の記録とマルチトラックＰＣＭ音声
記録とを判別する必要がある。そこで、他の実施例とし
てｆ５パイロット信号による判別機能を有した４周波の
パイロツト信号を用いたＡＴＦトラッキング装置につい
て図１０により説明する。

【００２４】図１０はｆ５パイロット信号による判別機
能を有した４周波のパイロット信号を用いたＡＴＦトラ
ッキング装置のブロック図である。図１０において、図
１と同一の符号を付けたブロックは、図１で説明したブ
ロックと同様の動作を行うものである。図１０において
、新たに設けたブロックは、６０の０．５ｆＨ−ＢＰＦ
，６１のピーク検波回路，６２のコンパレータ，そして
６３のラッチ回路である。なお、６４はラッチクロック
ＬＣＫの入力端子、６５は判別信号の出力端子である。図１０の動作を説明する前に、まず判別用ｆ５パイロッ
ト信号の性質について述べる。ｆ５パイロット信号の周
波数は３７８／２６ｆＨ≒１４．５ｆＨに選ばれている
。したがって、ｆ５パイロット信号をｆ１〜ｆ４のパイ
ロット信号周波数でサンプリングした場合には、その折
り返し信号の周波数は表３に示すものとなる。

【００２５】

【表３】

【００２６】表３に示した折り返し信号の周波数のうち
、ｆ３のパイロット信号周波数でサンプリングした場合
の４ｆＨを除けば、先の表１に示したｆ１〜ｆ４のパイ
ロット信号の折り返し信号周波数とは一致しないので分
離可能である。しかし、他のパイロット信号（ｆ１，ｆ
２，ｆ４）周波数でサンプリングした場合の折り返し信
号周波数のすべてを分離抽出する場合はＢＰＦが複雑に
なる。また、ｆ５パイロット信号の有無は記録方式の違
いを判別するものであり、必ずしも毎フィールド（毎ト
ラック走査）に対して行う必要性は少ない。そこで、図
１０に示した実施例においては、ｆ５パイロット信号の
有無によるマルチトラックＰＣＭ音声記録の判別は、ｆ
２のパイロット信号周波数でサンプリングした場合の０
．５ｆＨ信号の検出により行う構成にしている。以下図
１０のｆ５パイロット信号の有無による判別について説
明する。

【００２７】図１０において、磁気ヘッド２から磁気テ
ープ１により検出された再生信号は、プリアンプ３によ
り十分増幅された後ＬＰＦ４へ供給される。ＬＰＦ４で
は、トラッキング制御に不要な映像あるいは音声情報等
の高域成分を抑圧した後、再生パイロット信号をＡＧＣ
アンプ５を介して適切なレベルにして、サンプルホール
ド回路６へ供給する。サンプルホールド回路６は、再生
パイロット信号をクロック分周回路１７より供給される
ｆ１〜ｆ４のパイロット信号周波数でサンプルホールド
する。ｆ１〜ｆ４のパイロット信号周波数でサンプルホ
ールドされた再生パイロット信号は、ＡＤコンバータ７
でディジタル信号に変換された後、０．５ｆＨ−ＢＰＦ
６０，ｆＨ−ＢＰＦ８，３ｆＨ−ＢＰＦ９およびＤＡコ
ンバータ１８へ供給される。０．５ｆＨ−ＢＰＦ６０は
、先の図５に示す構成であり、係数データをα，β，γ
はＲＯＭ１０から供給される。０．５ｆＨ−ＢＰＦ６０
により抽出された判別用ｆ５パイロット信号の０．５ｆ
Ｈ成分の折り返し信号はピーク検波回路６１に供給され
る。ピーク検波回路６１は図７に示す構成であり、先の
ピーク検波回路１１，１２と同様の動作により、分周回
路から供給される分周信号の周期で入力信号の最大値を
検出してコンパレータ６２へ供給する。コンパレータ６
２は、ピ−ク検波回路６１からの最大値データと所定の
レベルとを比較し、比較結果をラッチ回路６３へ供給す
る。なお、上記所定野レベルは、判別用ｆ５パイロット
信号が記録されている場合と記録されていない場合との
判別ができるレベルに設定されている。そして、コンパ
レータ６２の比較結果データは、例えば１ビット信号で
あり判別用ｆ５パイロット信号が記録されている場合は
“１”，記録されていない場合は“０”となるデータで
ある。ラッチ回路６３は、コンパレータ６２の比較結果
データを、入力端子６４を介して供給されるラッチクロ
ックにより、サンプリング周波数がｆ２パイロット周波
数に選ばれており、且つ磁気ヘッド２が図８に示した各
チャンネル（ＣＨ１〜ＣＨ６）を走査している６つのタ
イミングでラッチする。このラッチ回路６３のラッチ出
力、即ちマルチトラックＰＣＭ音声記録の各トラックご
との判別出力は出力端子６５より出力される。

【００２８】一方、ＡＤコンバータ７の出力が供給され
ているｆＨ−ＢＰＦ８および３ｆＨ−ＢＰＦ９の動作お
よびそれ以降のブロックの動作は、先の図１で説明した
通りであるので、ここでの説明は省略する。

【００２９】以上説明したように、本実施例によれば、
ＡＤ変換時のサンプリング周波数を低く設定できるので
ＡＤコンバータの動作速度，消費電力，回路構成等の面
で優位に実現できるとともに、ＡＤ変換に不可欠のサン
プリングにより、隣接トラックからのパイロット信号を
ｆＨあるいは３ｆＨ信号に変換でき、別個に周波数変換
用掛け算回路を設ける必要は無く、回路の小規模化も実
現できる。また、ＡＴＦトラッキング制御系の性能を大
きく左右するｆＨ，３ｆＨおよび判別用０．５ｆＨ成分
を抽出するＢＰＦやピーク検波回路等をディジタル回路
にて実現でき、アナログ信号処理時に問題となった構成
部品のバラツキや経年変化による特性劣化を防止するこ
とができる。さらにｆ５パイロット信号により通常の映
像信号の記録とマルチトラックＰＣＭ音声記録とを判別
するための判別回路も、そのほとんどをＡＴＦトラッキ
ング制御用の回路と兼用できるのでマルチトラックＰＣ
Ｍ音声記録を実現する場合においても回路の小規模化を
実現できる。

【００３０】なお、上記のｆ５パイロット信号の検出で
は、サンプリング周波数がｆ２パイロット信号周波数の
時のみ検出可能であるため、例えば、テープのローディ
ング直後、即ちテープを走行させる前にテープの記録モ
ードを検出する場合は、サンプリング周波数をｆ２パイ
ロット信号周波数に設定すればよい。

【００３１】また、上記図１および図１０に示した実施
例において、０．５ｆＨおよびｆＨ，３ｆＨのディジタ
ルＢＰＦや複数のピーク検出回路は、それぞれ別ブロッ
クとして記載しているが、これらのブロックは、信号処
理がディジタルであることにより、それぞれ時分割処理
することにより基本構成部分を１個で実現できる。また
、ＡＧＣアンプ５をアナログ信号処理として行っている
が、ＡＤコンバータ７の量子化精度を上げることにより
ＡＧＣアンプ５をディジタル処理化し、ＡＤコンバータ
７の後段に設置しても本発明が有効なことは言うまでも
ない。この場合、ＤＡコンバータ１８は削除できる。

【００３２】さらに、上記図１に示した実施例において
、再生パイロット信号を磁気ヘッド２が走査しているト
ラックのパイロット信号周波数でサンプリングする場合
、走査トラックの再生パイロット信号とサンプリング信
号が完全に同期状態になる保証は無い。そのため、実際
はサンプリングにより極めて低周波ではあるが、両隣接
トラックからの再生パイロット信号の折り返し信号レベ
ルに比べて、大振幅の走査トラック再生パイロット信号
の折り返し信号が発生される。そのため、本来不要な情
報である走査トラック再生パイロット信号の折り返し信
号があるために、ＡＤコンバータ７のダイナミックレン
ジ、即ち量子化ビット数を多くする必要がある。この不
要な走査トラック再生パイロット信号の折り返し信号に
よるＡＤコンバータ７の高量子化ビット化を解決するに
は図１１に示すような帰還回路を設ければよい。図１１
において、６６は再生パイロット信号の入力端子、６７
はアナログの減算回路、６９はディジタルＬＰＦ，そし
て７０はＤＡコンバータである。他の５，６，７のブロ
ックは上記図１で説明したブロックである。図１１では
、ＡＤコンバータ７によりディジタル信号に変換された
再生パイロット信号のうち、走査トラック再生パイロッ
ト信号の折り返し信号成分のみをＬＰＦ６９にて抽出し
、ＤＡコンバータ７０によりアナログ信号に変換の後減
算回路６８へ供給する。そして減算回路６８は、再生パ
イロット信号から走査トラック再生パイロット信号の折
り返し信号成分を差し引いた信号をサンプルホールド回
路６へ供給する。したがって、サンプルホールドされＡ
Ｄコンバータ７へ供給される信号は、両隣接トラックか
らの再生パイロット信号の折り返し信号のみとなり、Ａ
Ｄコンバータ７の量子化ビット数を削減できる。

【００３３】さらに、図１０に示した実施例においては
、再生パイロット信号のサンプリング周波数をｆ１〜ｆ
４のパイロット信号周波数に設定しており、判別用ｆ５
パイロット信号の折り返し信号周波数が表３に示すよう
にｆＨ周波数に近接しているので、ｆＨ−ＢＰＦの遮断
特性を急峻にする必要があるが、これは、サンプリング
周波数をそれぞれ２倍のｆ１〜ｆ４のパイロット信号周
波数に設定し、判別用ｆ５パイロット信号の折り返し信
号成分を抑圧した後に、ディジタルデータを１個おきに
間引くことによりサンプリング周波数をｆ１〜ｆ４のパ
イロット信号周波数に戻し、再生パイロット信号の折り
返し信号成分を得るようにすればｆＨ−ＢＰＦの遮断特
性を緩和することができる。

【００３４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＡＴＦトラッキング制御系を、小規模の回路構成にてデ
ィジタル信号処理化することにより高集積化を可能とす
るとともに、構成部品のバラツキや経年変化による性能
劣化の無いトラッキング装置を実現することができる。さらにパイロット信号により通常の映像信号の記録とマ
ルチトラックＰＣＭ音声記録とを判別するための判別回
路も、そのほとんどをトラッキング制御用の回路と兼用
できるのでマルチトラックＰＣＭ音声記録を実現する場
合においても回路の小規模化を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を用いたトラッキング装置のブロック図
である。

【図２】従来のＡＴＦ方式トラッキング装置の構成図で
ある。

【図３】クロック分周回路の構成図である。

【図４】ディジタルＢＰＦのブロック図である。

【図５】ディジタルＢＰＦの具体的な構成図である。

【図６】３ｆＨ−ＢＰＦの構成図である。

【図７】ピーク検波回路の構成図である。

【図８】マルチトラックＰＣＭ音声記録パターン図であ
る。

【図９】テープのローディング図である。

【図１０】本発明を用いた他のトラッキング装置のブロ
ック図である。

【図１１】走査トラックパイロット信号の抑圧回路図で
ある。

【符号の説明】

６…サンプルホールド回路、７…ＡＤコンバータ、８…ｆＨディジタルＢＰＦ、９…３ｆＨディジタルＢＰＦ、１０…メモリ（ＲＯＭ）、１１，１２，６１…ピーク検波回路、１３…スイッチ、１４…減算回路、１５…クロック発生器、１７…クロック分周回路、６０…０．５ｆＨデイジタルＢＰＦ、６２…コンパレータ、６３…ラッチ回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ヘリカル走査により形成されるトラックに
順次４周波のパイロット信号が循環的に記録されている
磁気記録媒体から、再生時に磁気ヘッドが走査するトラ
ックの両隣接トラックから再生されるパイロット信号の
レベル差に応じてトラッキング制御を行うトラッキング
装置において、再生信号から不要高域成分を抑圧しパイ
ロット信号を抽出するＬＰＦ手段と、再生パイロット信
号を所定のパイロット信号周期でディジタル信号に変換
するＡＤコンバータ手段と、該ＡＤコンバータ手段の出
力より生じた第１および第２の所定再生パイロット信号
の折り返し信号成分を抽出する第１および第２のディジ
タルフィルタと、該ディジタルフィルタにより抽出され
た折り返し信号のレベルを検出する第１および第２のレ
ベル検波手段と、第１および第２の検波手段の出力より
トラッキングエラー信号を演算する演算手段とを備え、
上記演算手段の出力をテープ駆動手段に帰還するように
構成したことを特徴とするトラッキング装置。
【請求項２】請求項１に記載の第１および第２のディジ
タルフィルタおよび第１および第２のレベル検波手段が
、それぞれ１個のディジタルフィルタおよびレベル検波
手段を時分割にて動作させることにより兼用化すること
を特徴とするトラッキング装置。
【請求項３】ヘリカルトラツクを長手方向に２分割し、
一方に映像信号を、他方に時間軸圧縮のＰＣＭ音声信号
を記録する第１のモードと、映像信号の記録トラックを
さらに複数に分割して各々の分割トラックにも時間軸圧
縮のＰＣＭ音声信号を記録する第２のモードを有し、第
１のモード時はヘリカル走査により形成されるトラック
に順次４周波のパイロット信号が循環的に記録され、第
２のモード時は上記４周波のパイロット信号に加えて第
５のパイロツト信号が記録される磁気記録媒体から、再
生時に磁気ヘッドが走査するトラックの両隣接トラック
から再生されるパイロット信号のレベル差に応じてトラ
ッキング制御を行うトラッキング装置において、再生信
号から不要高域成分を抑圧しパイロット信号を抽出する
ＬＰＦ手段と、再生パイロット信号を所定のパイロット
信号周期でディジタル信号に変換するＡＤコンバータ手
段と、該ＡＤコンバータ手段の出力より生じた第１およ
び第２の所定再生パイロット信号の折り返し信号成分と
第５の再生パイロット信号の折り返し信号成分を抽出す
る第１，第２，第３のディジタルフィルタと、ディジタ
ルフィルタにより抽出された各折り返し信号のレベルを
検出する第１，第２，第３のレベル検波手段と、第１お
よび第２の検波手段の出力よりトラッキングエラー信号
を演算する演算手段とを備え、上記演算手段の出力をテ
ープ駆動手段に帰還するとともに、第３のレベル検波手
段の検出出力により磁気記録媒体の記録モードが第１の
モードであるか第２のモードであるかを判別するように
構成したことを特徴とするトラッキング装置。
【請求項４】請求項３に記載の第１，第２，第３のディ
ジタルフィルタおよび第１，第２，第３のレベル検波手
段が、それぞれ１個のディジタルフィルタおよびレベル
検波手段を時分割にて動作させることにより兼用化する
ことを特徴とするトラッキング装置。