JPH04192905A - 単一同調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は集積回路に用いて好適な単一同調回路に関する
。

（ロ）従来の技術 特定の周波数だけを選択して出力する単一同調回路にお
いては、その選択性を示すＶｉＱが大きいことが望まし
い。Ｑが大きいと、所望の周波数以外の減衰が大きくな
るからである。

ところで、Ｑの大きな単一同調回路としては、増幅器の
負帰還路にｔｗｉｎ−７回路を入れた回路が知られてい
る（例えば速報出版発行「アクティブフィルタの設計、
Ｐ１３２参照）。

ｔｗｉｎ−７回路（第２図）はある周波数ω。の信号を
除去するので、第３図の様に、この回路が負帰還路に挿
入されていると、回路全体では、この周波数に対する単
一同調回路となる。

具体的な伝達特性は次の様になる。すなわち、ｔｗｉｎ
−７回路の伝達関数Ｔ（ｓ）はＴ　Ｉ　（Ｓ）　”　Ｖ
　Ｂ　／　Ｖ　！　”　（Ｓ　”＋ω０り／（ｓ’＋（
ωｏ／　Ｑ　ｚ）＋ωｏ”）　＝１となり、ω＝ω。＝
１７ＲＣのときに ｌ　Ｔ＋（ｊ　ω０）　ｌ　＝　Ｏ，ωｏ＞＞ｏｖ、　
ω＞＞ω（。

で　　ＩＴＳ（ｊω）１　＝Ｉ　　で　　Ｑｚ＝０．２
５　　　である。

この回路が、負帰還路に入れられることにより、伝達関
数Ｔ（ｓ）は次の様になる。

Ｔ（Ｓ）＝Ｖ、／Ｖ、＝Ａ／（１＋ＡＴ１（ｓ））＝（
Ａ／１　＋Ａ）＊（Ｓ”＋（（１７ｏ／ＱＺ）Ｓ＋　ω
ｏ’）／　（ｓ　’＋（１／　１　＋　Ａ　）＊（ωｏ
／　ｑ　　ｚ）Ｓ　　＋ω。′ン　・・・２ここで　ω
＝ω。＝１／ＲＣのとき ｌ　Ｔ（ｊ　ω０）　ｌ　＝Ａ、　　（Ｌｌ　＞＞ωｏ
ｔ　　ωｏ＜＜ωのときに　ＩＴ（〕ω。）１＝１　と
なる。ただし、Ａは増幅器の開ループ利得である。

すなわち、この回路構成ではＱを大きくして選択度をあ
げることはできるが、共振周波数から離れた周波数でも
ゲインが１となっている。

（ハ）発明が解決しようとする課題 以上述べた様に、ｔｗｉｎ−７回路を増幅器の負帰還路
に挿入した構成では、共振周波数から遠く離れた周波数
でもゲインが１である。従ってこれらの周波数信号を減
衰させるためには、別にフィルタ手段を配さなければな
らない。例えば、集積回路内に、この構成の単一同調回
路を設けようとした場合、共振周波数から離れた周波数
でもゲインが１であることが障害となる。直流成分につ
いても減衰されないので、回路のバイアス等が狂うおそ
れがあるからである。このため、従来、ｔｗｉｎ−７回
路を用いた回路構成は集積回路には用いられなかった。

（ニ）課赳を解決するための手段 そこで本発明では、増幅回路の負帰還路にｔｗｉｎ−７
回路を設けた構成において、前記増幅器　　　路と路間
−の特性を有し出力極性が逆の増幅回路を構成し、両方
の増幅回路と入力と出力を接続した構成を採用する。

（ホ）作用 ｔｗｉｎ−７回路を負帰還路に設けなかった場合と、特
性が路間−で出力極性が逆の増幅回路が、入力と出力を
共通にして接続されていることから、ｔｗｉｎ−７回路
の共振帯域外の信号については、キャンセルされること
になる。従って、共振周波数から離れた周波数のゲイン
を０とすることができる。

（へ）実施例 以下、図面に従い、本発明の詳細な説明する。第】図は
実施例の構成を示す回路図である。

図において、１は入力バッファ、２は補償用差動アンプ
、３は単一同調回路の本体を構成する差動アンプ、３は
単一同調回路の本体を構成する第１差動アンプ、４はｔ
ｗｉｎ−７回路、５は出力バッファ、６は出力端子であ
る。

第１差動アンプ３はトランジスタＴ６、Ｔ２、Ｔ６、Ｔ
、、Ｔ１゜で構成されており、トランジスタＴ７のコレ
クタ抵抗Ｒ２から出力が得られる。そして、トランジス
タＴ　１０、ｔｗｉｎ−Ｔ回路４、トランジスタＴ、を
介して負帰還かがけられる。信号入力はトランジスタＴ
６のベースに供給される。トランジスタＴ、はトランジ
スタＴ、の内部容量がｔｗｉｎ−Ｔ回路４に影響して共
振周波数が設計値から変わることを防止するために設け
られている。

補償用差動アンプ２は、ｔｗｉｎ−７回路が負帰還路に
ない点を除いて、第１差動アンプと同じ構成となってい
る。すなわち、トランジスタＴ１がＴ６に、Ｔ、がＴ７
に、Ｔ５がＴ、に、Ｔ、がＴ。

に、Ｔ、がＴ１゜に対応しており、対応するエミッタ抵
抗（Ｒ１とＲ６、Ｒ１とＲ，、Ｒ６とＲ，）及びコレク
タ抵抗（Ｒ８とＲ，）はそれぞれ同じ値となっている。

又、それぞれの差動アンプの電流源となるトランジスタ
Ｔ５とＴ８のベースには同一の基準電圧ＤＣＩが与えら
れる。

補償用差動アンプ２は出力が直接（トランジスタＴ４、
Ｔ、はバッファとして働く）一方の入力に接続されてる
ので、ゲインが１の増幅器として動作する。そして、ト
ランジスタＴ１のコレクタが出力として利用され、第１
差動アンプ３の出力（トランジスタＴ、のコレクタ）に
接続されている。

第１差動アンプと補償用アンプ２の入力は、夫々トラン
ジスタＴ６とＴ、のベースとなっており、入力バッファ
１の出力が共通に供給されている。

ここで、信号源８がらの信号は、入力バッファ１を介し
て両差動アンプ２．３に供給される。そして、ｔｗｉｎ
−Ｔ回路４（内部の構成は第２図のものと同じである）
で定まる共振周波数の周波数が選択されて、出力端子６
がら出力される。このとき、ω〈〈ω０．ω〉〉ω。な
る周波数ωでの伝達関数は、補償差動アンプ２の働きに
より、Ｏになる（従来は前述の様に１であった）。

次に補償用差動アンプ２の動作について説明する。

トランジスタＴ１、Ｔ８、Ｔ、及びＴ、、Ｔ２、Ｔ。

のコレクタ電流をそれぞれＩ７、■３、■６、Ｉ６、■
２、■、とするとそれぞれの差動アンプについて次の式
が成立する。

Ｉ　Ｉ＝　１　、＋　Ｉ　ｔ　　　　・・・３Ｉ　Ｉ＝
　Ｉ　、＋ｒ　ｙ　　　　　・・・４ここで、■、と１
．は同一となる様に回路が構成されており、又、ｔ　ｗ
　ｉ　ｎ　−Ｔ回路４の伝達関数が１に等しいωく〈ω
。、ω〉〉ω０　なる周波数では、負帰還の状態は同一
となる様に構成されているから次式が成立する。（ただ
し　ω〈くω。。

ω〉〉ω。の場合）。

１０＝Ｉｇ　　および　Ｉ　、＝　Ｉ　、　　　・・・
５トランジスタＴ、のコレクタ抵抗Ｒ１では両方の差動
増幅回路の出力（Ｉ、と１．）が合成されているので、
５式より、ωくくω。、ω〉〉ω。なる周波数では出力
が一定（７”　Ｉ　Ｉ＝Ｉ　Ｓ＝Ｉ　ｌ＋　Ｔ　？）と
なる。

つまり、ｔｗｉｎ−Ｔ回路４の共振周波数ω。

から遠く離れた周波数においては入力信号にかかわらず
一定となり、伝達関数はゼロとなる。

逆に、ｔｗｉｎ−Ｔ回路４の共振周波数付近においては
、第１差動アンプ３のゲインが、補償用差動アンプのそ
れよりもはるかに大きいので、補償用差動アンプ２がな
い場合とほんとんど変わらない。従って、従来と同様の
高Ｑの単一同調回路が実現されることになる。

すなわち、この発明の構成によれば、選択する周波数付
近でのＱが大きい状態のままで、共振周波数から離れた
周波数のゲインをＯにすることができる。従って、直流
成分についてもゲインが１である等の理由から、従来採
用することができなかった、集積回路内にも、構成する
ことができる。

又、負帰還アンプが潜在的に備えている寄生発振モード
についても、両方の特性が同じ（寄生発振については高
い周波数で発生し、この周波数は共振周波数ω。から離
れていると考えられる）なので、キャンセルされる。従
って差動アンプのゲインを大きくすることができ、さら
にＱを大きくすることができる。

尚、トランジスタＴ、は前述の様にＴ、の容量がｔｗｉ
ｎＴ回路の動作に影響しないために設けられているため
、Ｔ、に内部容量の十分低いトランジスタを用いれば省
略することができる。省略した場合、トランジスタＴ、
も不用である。

（ト）発明の効果 以上述べた様に、本発明によれば、Ｑの大きい単一同調
回路を帯域外のゲインをゼロで実現することができるの
で、その効果は大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図はｔｗｉｎ
−Ｔ回路の回路図、第３図は従来の単一同調回路の回路
図である。 ２・・・補償用差動アンプ、３・・・第１差動アンプ、
４−　ｔ　ｗ　ｉ　ｎ　−Ｔ回路。 （ｏ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　負帰還ループに、伝送零点を有するフィルタを配した
   第１の増幅手段と、前記フィルタを有しない場合と略同
   一の特性を有し、出力極性が逆の補償用増幅手段とを備
   え、入力と出力を共通に接続してなる単一同調回路。