JPH04168839A

JPH04168839A - Ｍｓｋ復調回路

Info

Publication number: JPH04168839A
Application number: JP29652690A
Authority: JP
Inventors: Takahiro Chihara; 千原　隆宏; Masao Miyazaki; 正夫宮崎
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1990-10-31
Filing date: 1990-10-31
Publication date: 1992-06-17

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明は、ＭＳＫ信号を同期検波方式で復調する回路
に関する。

［従来の技術］近年、無線通信のディジタル変調方式として提案されて
いるものにＭ　Ｓ　Ｋ　（Ｍ　ｉｎｉｍｕｍ　Ｓ　ｈｉ
ｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式がある。

このＭＳＫ方式は、位相連続Ｆ　Ｓ　Ｋ　（Ｆ　ｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ　Ｓ　ｈｉｆｔ　Ｋ　ｅｙｉｎｇ）の一方式
で変調指数が０．５のものを指し、一定振幅信号なので
非線形歪に強いという長所がある。

ＭＳＫ信号を復調するのに、送信側の搬送波は位相同期
した搬送波を再生し、それを用いて検波する同期検波方
式が多く用いられるが、従来この種の回路として第３図
に示すものが提案されている。

同図において、入力端子１０に供給されるＭＳＫ信号は
、検波器１１．１２に供給される。これら検波器１１、
１２には、それぞれ送信側の！ＩＩＩ送周波数ｆｃを中
心周波数とする電圧制御発振Ｂ２３の出力信号と、この
信号を９０゛移相器２４によって９０°位相シフトした
信号が供給される。

検波器１１．１２で直交同期検波された信号は。

それぞれローパスフィルタ１３、１４で帯域制限された
後、それぞれ電圧比較器１５．１６で矩形波に変換され
、ディジタル信号となって出力端子４０．５０に導出さ
れる。

また、ローパスフィルタ１３、１４の出力信号はマルチ
プライヤ１７で互いに掛算される。このマルチプライヤ
１７の出力信号は、位相同期回路３０の１／２クロック
周波数ｆ９を中心周波数とする電圧制御発振器３１の出
力信号とマルチプライヤ２１で掛算される。そして、こ
のマルチプライヤ２１の出力信号は、ループフィルタ２
２によって平滑されて位相誤差電圧となり、電圧制御発
振器２３に制御電圧として供給される。以上のループは
、搬送波追尾ループであり、いわゆるコスタスループと
呼ばれるものである。

また、ローパスフィルタ１３、１４の出力信号は、それ
ぞれ２乗回路２５、２６　”Ｃ２乗された後、減算回路
２７で両者の差が取られてクロック成分が抽出される。

この減算回路２７の出力信号は位相同期回路３０に基準
信号として供給される。つまり、減算回路２７の出力信
号は位相検波器３２に供給さｉ１丁電圧制御発振器３１
の出力信号と位相検波され、この検波出力信号はループ
フィルタ３３によって平滑されて位相誤差電圧となり、
電圧制御発振器３１に制御電圧として供給さｔ］る。以
トのループはクロック追尾ループである。

次に、上述した動作を数式を用いて説明する、一般にＭ
ＳＫ信号は、Ｙ　　（ｔ）　　＝ｅｏｓ　　ｆ　　ωｅｔ＋　ｇｙｒ
ｔ／（２Ｔ）→　φ０）・　　　（１）と表される。ここで２　ωＣは搬送波角周波数、］゛は
クロ・ツク周期、ｇは変屑データで土】をとる、また、
φ０は初期位相で、０丈たはπを取り得るが、φ０＝０
としても一般性は失われないので、以下φ０−０として
扱う。

再生された搬送波、すなわち電圧制御発振器２３の出力
信号を。

Ｃ（ｔ）＝ｃｏｓ　（ωｅｔ−θｅ）−＝（２）とおく
と、ローパスフィルタ１３、１４の出力信号Ｉ（ｔ）、
Ｑ（ｔ）は、それぞれＩ　　（ｔ）＝１／２ｅｏｓ　　Ｉｇπｔ　／（２Ｔ　
）十θｅ）・　　　（３）Ｑ　（ｔ）＝１／２ｓ　ｉ　ｎ　ｆｇｘｔ／（２Ｔ）＋
θｅ）・・　　（４）となる、ただし、θｅは位相誤差である。

！　（ｔ）、Ｑ（ｔ）をそれぞれ２乗し、両者を減算す
ることにより、減算回路２７の出力は、Ｒ（ｔ）＝１”
（ｔ）−Ｑ”（ｔ）＝１／４ｅｏｇ　（ｇｘｔ／Ｔ＋２θｅ）・・・（５）となる。このＲ（ｔ）を基準信号とすることにより、位
相同期回路３０でもって】／２クロック成分ＣＩが再生
される。

ＣＩ＝ｅｏｓ　（ｒｔ／Ｔ）　　　　　・・・　（６）
一方、　Ｉ　（ｔ）、Ｑ（ｔ）を掛算するマルチプライ
ヤ１７の出力は、Ｍ　（ｔ　）　＝１．／８ｓ　ｉ　ｎ　（ｇｒｔ／Ｔ＋
２θｅ）・　（７）となる、そし、て、このＭ（１）と０９とを掛算するこ
とにより、マルチプライヤ２１の出力は、Ｖｅ＝１／１
６ｓ　ｉ　ｎ　（２θｅ）　　　−（８）となり、位相
誤差θｅに比例した信号が得られる。

これにより、電圧制御発振器２３が制御され、搬送波再
生が行われる。

［発明が解決１−ようとする課題］ところで、第３図例のＭＳＮ復調回路では４２乗回路２
５．２６に、第４１１１Ａ、Ｂに示すような回路が一般
的に用いられている。

第４１１１Ａは、入力信号ｅｉに対して、正の全波整流
波形１ｅ１１が出力信号とし、て得られる絶対値回路で
ある。

この回路は、一般に２個のオペアンプＯＰ３、ＯＦ２と
、抵抗器Ｒ１〜Ｒ５およびダイオードＤＩ、Ｄ２とで構
成される。

また、第４図Ｂはマルチプライヤであり、２つの入力端
子ＩＮＩ、　ＩＮ２に同一信号ｅｉを入力すれば、出力
信号は２乗整流波形（ｅｉ）２になる回路である。

２東回路２５．２６として絶対値回路（第４図Ａに図示
）を用いる場合には、オペアンプが合計４個必要となり
、コスト高となる欠点がある。

また、２東回路２５．２６としてマルチプライヤ（第４
図Ｂに図示）を用いる場合には、一般にマルチプライヤ
で発生する高周波成分を抑圧するために２東回路２５．
２６の後段にそれぞれバンドパスフィルタが必要となっ
たり、あるいは出力レベルが低い場合後段にアンプが必
要となったりする等の欠点がある。

そこで、この発明では、２乗回路を用いずに、少ない部
品点数で従来の回路と同等の性能を持つ低コストのＭＳ
Ｋ復調回路を提供することを目的としている。

［課題を解決するための手段］この発明は、ＭＳＫ′Ｒ調された送信波より基準搬送波
を再生して直交同期検波を行うＭＳＫ復調回路において
、ＭＳＫ変調波の同相成分および直交成分をそれぞれ検
波する第１および第２の検波器と、この第１および第２
の検波器の出力信号を互いに加算する加算回路と、第１
および第２の検波器の出力信号を互いに減算する減算回
路と、加算回路および減算回路の出力信号を乗算する乗
算回路と、この乗算回路の出力信号を基準信号として位
相を追尾する位相同期回路とを備えるものである。

［作　用コ上述構成においては、加算回路、減算回路および乗算回
路の組み合わせによりクロック成分が抽出され、これに
よりクロック追尾が行なわれる。

２乗回路を用いずに構成されるため５　部品点数が少な
くなり、また、不要な高調波成分を抑圧するためのフィ
ルタや、あるいは出力レベルを上げるためのアンプも必
要でなくなる。

さらに、２乗回路を用いずに、加算回路や減算回路等を
用いられ、　ＩＣ化が容易となる。

［実　　施　　例コ以下、第１図を参照しながら、この発明の一実施例につ
いて説明する。この第１Ｑａにおいて、第３図と対応す
る部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。

同図において、ローパスフィルタ１３、１４の出力信号
は加算回路１８に供給されて互いに加算される。この加
算回路１８は、一般に第２１］Ａに示すようにオペアン
プＯＰ１と抵抗器ｒ１〜ｒ４とで構成され、２つの入力
信号ｅ１、ｅ２に対して出力信号ｅｌ＋ｅ２が得られる
。

また、ローパスフィルタ１３、１４の出力信号は減算回
路１９に供給されて互いに減算される。

この減算回路１９は、一般に第２図Ｂに示すようにオペ
アンプＯＰ２と抵抗器ｒ５〜ｒ８とで構成され、２つの
入力信号ｅ１、ｅ２に対して出力信号ｅ２−ｅｌが得ら
れる。

また、加算回路１８および減算回路１９の出力信号はマ
ルチプライヤ２０で乗算され、クロック成分が抽出され
る。

このクロック成分が位相同期回路３０に基準信号として
供給される。これにより、位相同期回路３０において１
７２クロック成分Ｃ１１が再生され、第３図例と同様に
クロック追尾の動作が行なわれる。

次に、数式を用いてマルチプライヤ２０よりクロック成
分が出力されることを示す。

ローパスフィルタ１３、１４の出力信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（
ｔ）は、上述の（３）式、　（４）式で表される。

そのため、加算回路１８の出力信号は、Ｉ（ｔ）十Ｑ（
ｔ）＝Ｉ２／２ｃｏｓ　ｔ　ｇ　ｙｔ　ｔ　／（２Ｔ　）十
θｅ−π／４）・・・　（９）となる。

また、減算回路１９の出力信号は、１（ｔ）−Ｑ（ｔ）＝　７２／２ｃｏｓ　（ｇ　ｒ　ｔ　／（２Ｔ　）＋θ
ｅ＋ｒ／４１・・・（１０）となる、そのため、マルチプライヤ２０の出力信号は、Ｒ′（ｔ）＝　ｌ　Ｉ　（ｔ）十〇（ｔ）ｌ　　ｉ　Ｉ
　（ｔ）−Ｑ（ｔ）１＝１／４ｃｏｓ　（ｇπｔ／Ｔ＋
２θｅ）・　・　・　（１ｌ　）となる。

（１１）式は、２乗口路２５．２６を用いてクロック成
分を抽出した第３図例の（５）式と等しくなる。

以下、第３図例と同様にＲ′　（ｔ）を基準にして位相
同期回路３０において１／２クロック成分Ｃ９が再生さ
れる。

なお、搬送波追尾に関しては、第３図例と同様であるの
で説明を省略する。

上述したように、第３０例の２乗口路２５．２６に絶対
値回路（第４図Ａに３示）を用いるものによれば、オペ
アンプが４個必要であったが、本例では加算回路１８、
減算回路１９を構成するのに半分の２個のオペアンプで
済み（第２３Ａ、Ｂ参照）、低コスト化を区ることがで
きる。

また、加算回路１８および減算回路１９では線形演算が
行われるため、第３図例の２乗口路２５．２６にマルチ
プライヤを用いた場合のように不要な高調波成分は発生
しない、したがって、この高調波成分を抑圧するために
後段にバンドパスフィルタを付加する必要はない、また
、出力レベルはオペアンプに接続される抵抗値を変える
だけで自由に設定できるので、後段にアンプを必要とす
ることもない。

［発明の効果］以上説明したように、この発明によれば、クロック成分
の抽出が加算回路、減算回路および乗算回路の組み合わ
せでもって行なわれ、２乗回路を用いずに構成されるた
め、部品点数を少なくでき、また不要な高調波成分を抑
圧するためのフィルタや、あるいは出力レベルを上げる
ためのアンプも必要でなくなり、従来と同様の性能を持
つ低コストのＭＳＫ復調回路を提供することができる。

さらに、２乗回路を用いずに、加算回路や減算回路等を
用いて構成されるので、　ＩＣ化が容易となる利益もあ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す構成図、第２図は加
算回路および減算回路の一例を示す構成図、第３図は従
来のＭＳＫ復調回路の構成図、第４図は２乗回路に用い
られる回路の一例を示す構成図である。１０・・・入力端子１１．１２・・・検波器１３．１４・・・ローパスフィルタ１５．１６・・・電圧比較器１７、　２０．　２１・・・マルチプライヤ１８・・・加算回路１９・・・減算回路２２．３３・・・ループフィルタ２３．３１・・・電圧制御発振器２４・・・９０°移相器３０・・・位相同期回路３２　・・位相検波器４０．５０・・・出力端子第１図Ａ　　　　　　　Ｂ第２図Ａ　Ｊｅｔｉ値回路Ｂマルチプライヤ２−ｓ１回硝トで使用２とろ回路

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ＭＳＫ変調された送信波より基準搬送波を再生し
て直交同期検波を行うＭＳＫ復調回路において、ＭＳＫ変調波の同相成分および直交成分をそれぞれ検波
する第１および第２の検波器と、上記第１および第２の
検波器の出力信号を互いに加算する加算回路と、上記第１および第２の検波器の出力信号を互いに減算す
る減算回路と、上記加算回路および減算回路の出力信号を乗算する乗算
回路と、上記乗算回路の出力信号を基準信号として位相を追尾す
る位相同期回路とを備えることを特徴とするＭＳＫ復調
回路。