JPH04150233A - 信号伝送方法 - Google Patents
信号伝送方法Info
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- JPH04150233A JPH04150233A JP27112990A JP27112990A JPH04150233A JP H04150233 A JPH04150233 A JP H04150233A JP 27112990 A JP27112990 A JP 27112990A JP 27112990 A JP27112990 A JP 27112990A JP H04150233 A JPH04150233 A JP H04150233A
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Landscapes
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明！；ＬＦＭ信号のように位相成分のみに情報の存
在する信号の伝送方法 振幅制限方法 自動利得調整方
法に関するものであも 従来の技術 従来のとして（ｉ 第４図に示すようにアナログ信号
をＡ／Ｄコンバータ４１によりＰＣＭ信号化しＰＣＭ伝
送路４２を介して直接伝送り、Ｄ／Ａコンバータ４３に
より元信号に変換するものかあも また この第４図の
信号伝送装置に振幅制限回路４４％自動利得調整回路４
５を付加したものを第５図に示す。第５図ａはディジタ
ル信号処還 同図すはアナログ信号処理によって行なう
ものであ本発明が解決しようとする課題 上記のようにＰＣＭ化された信号を直接伝送した場合に
Ｃｔ 信号の振幅成去 位相成分を両方とも伝送する
ことになも しかし 信号がＦＭなど位相成分のみに情
報を含んでいる場合に（よ 振幅成分は情報としては不
要であム これをそのまま伝送したので１よ 伝送デー
タが冗長で伝送路が有効に利用出来ないという課題があ
っ丸 また 限られた量子化ビット数のなかで伝送路を
有効に利用するには オーバフローしない範囲で信号レ
ベルをなるべく大きく保つことが有効である力丈 この
ためには振幅制限機能 自動利得調整回路を別に設ける
必要があり、全体として回路が大きく複雑になるという
課題がありへ 本発明（友 上記課題を解決するためへ ＰＣＭ化され
た信号を、まず直交形式の複素信号に変換した檄 極座
標形式に変換し その位相成分のみを伝送することによ
り、伝送データが冗長になることを防ぎ、また振幅制限
同区 自動利得調整回路を特別に設ける必要なく、全体
としての伝送効率を高ム かつ回路構成の比較的簡単な
信号伝送方法を提供することを目的とす４ 課題を解決するための手段 本発明ζよ 上記課題を解決するため＋；；ＰＣＭ化さ
れた信号を、まず直交形式の複素信号に変換した檄 さ
らに極座標形式に変換し その位相成分のみを伝送すム
そして、伝送された信号の直交形式への再変換は単位
円上で行なう。必要に応じて複素信号を更に実信号に再
変換す４作用 本発明によれば 位相成分のみを伝送するたへ伝送デー
タ量が圧縮でき、伝送データの冗長度が減も また 伝
送された信号の直交形式への再変換４１ 単位円上で
行なうた数 元の信号の振幅成分が抑圧され 別に回路
を設けることなく自然に振幅制限機能が実現されも さ
らｉＱ 同様の理由で再変換後の信号は自然と一定振
幅となり別に回路を設けることなく自然に自動利得調整
機能が実現されも 実施例 以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明すも 第１図（ａ）は本発明の第１の実施例であム 第１図（
ａ）において、１１はＡ／Ｄコンパ−久 １２は複素化
フィル久 １３は第一の座標変換部 １４はＰＣＭ伝送
肱１５は第二の座標変換Ｒ，１６は実信号化フィル久
１７はＤ／Ａコンバータであム また 第一の座標変換
部１３において、 １は象限判定回路２は割算同区 ３
は０°から４５“以下の値を持つａｒｃｔａｎのＲＯＭ
、 ４はθを２πにマツプする回路、５はＣＯ８のＲＯ
Ｍ、 ６はＳＩＮのＲＯＭであムまず、Ａ／Ｄコンバー
タ１１によりＰＣＭ化された信号は 複素化フィルタ１
２で直交形式の複素信号（Ｒｅ、 Ｉｎ）に変換され
も そして、第一の座標変換部１３の象限判定回路１′
″１． （Ｒａ、 Ｉｍ）の符号と（Ｒａ Ｉｍ
）の大小関係より、直交形式の複素信号（Ｒｅ。
在する信号の伝送方法 振幅制限方法 自動利得調整方
法に関するものであも 従来の技術 従来のとして（ｉ 第４図に示すようにアナログ信号
をＡ／Ｄコンバータ４１によりＰＣＭ信号化しＰＣＭ伝
送路４２を介して直接伝送り、Ｄ／Ａコンバータ４３に
より元信号に変換するものかあも また この第４図の
信号伝送装置に振幅制限回路４４％自動利得調整回路４
５を付加したものを第５図に示す。第５図ａはディジタ
ル信号処還 同図すはアナログ信号処理によって行なう
ものであ本発明が解決しようとする課題 上記のようにＰＣＭ化された信号を直接伝送した場合に
Ｃｔ 信号の振幅成去 位相成分を両方とも伝送する
ことになも しかし 信号がＦＭなど位相成分のみに情
報を含んでいる場合に（よ 振幅成分は情報としては不
要であム これをそのまま伝送したので１よ 伝送デー
タが冗長で伝送路が有効に利用出来ないという課題があ
っ丸 また 限られた量子化ビット数のなかで伝送路を
有効に利用するには オーバフローしない範囲で信号レ
ベルをなるべく大きく保つことが有効である力丈 この
ためには振幅制限機能 自動利得調整回路を別に設ける
必要があり、全体として回路が大きく複雑になるという
課題がありへ 本発明（友 上記課題を解決するためへ ＰＣＭ化され
た信号を、まず直交形式の複素信号に変換した檄 極座
標形式に変換し その位相成分のみを伝送することによ
り、伝送データが冗長になることを防ぎ、また振幅制限
同区 自動利得調整回路を特別に設ける必要なく、全体
としての伝送効率を高ム かつ回路構成の比較的簡単な
信号伝送方法を提供することを目的とす４ 課題を解決するための手段 本発明ζよ 上記課題を解決するため＋；；ＰＣＭ化さ
れた信号を、まず直交形式の複素信号に変換した檄 さ
らに極座標形式に変換し その位相成分のみを伝送すム
そして、伝送された信号の直交形式への再変換は単位
円上で行なう。必要に応じて複素信号を更に実信号に再
変換す４作用 本発明によれば 位相成分のみを伝送するたへ伝送デー
タ量が圧縮でき、伝送データの冗長度が減も また 伝
送された信号の直交形式への再変換４１ 単位円上で
行なうた数 元の信号の振幅成分が抑圧され 別に回路
を設けることなく自然に振幅制限機能が実現されも さ
らｉＱ 同様の理由で再変換後の信号は自然と一定振
幅となり別に回路を設けることなく自然に自動利得調整
機能が実現されも 実施例 以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明すも 第１図（ａ）は本発明の第１の実施例であム 第１図（
ａ）において、１１はＡ／Ｄコンパ−久 １２は複素化
フィル久 １３は第一の座標変換部 １４はＰＣＭ伝送
肱１５は第二の座標変換Ｒ，１６は実信号化フィル久
１７はＤ／Ａコンバータであム また 第一の座標変換
部１３において、 １は象限判定回路２は割算同区 ３
は０°から４５“以下の値を持つａｒｃｔａｎのＲＯＭ
、 ４はθを２πにマツプする回路、５はＣＯ８のＲＯ
Ｍ、 ６はＳＩＮのＲＯＭであムまず、Ａ／Ｄコンバー
タ１１によりＰＣＭ化された信号は 複素化フィルタ１
２で直交形式の複素信号（Ｒｅ、 Ｉｎ）に変換され
も そして、第一の座標変換部１３の象限判定回路１′
″１． （Ｒａ、 Ｉｍ）の符号と（Ｒａ Ｉｍ
）の大小関係より、直交形式の複素信号（Ｒｅ。
１ｍ）がどの象限に存在するかを検出すも さら番−割
算回路２−で実部と虚部の比をとり、その計算結果をａ
ｒｃｔａｎのＲＯＭ３に当ては数 極座標形式のｅを求
めも このθを、前述の象限と合わせて４で２πにマツ
ブレ θを求めも 次へ 第１図（ｂ）を用いてこの点を具体的に説明すも
同図において（Ｘ＋、Ｙ＋）から Ｏ１を求める場合
を考えも まず象限判定により、（Ｘ＋、Ｙ＋）の符号
および大小関係かＬ １０１〜１０８のどの象限に存
在するかを検出すも この場合、１０２象限となもそし
て、割算回路とａｒｃｔａｎのＲＯＭにより、θＩ ”
ａｒｃｔａｎ（Ｙ１／Ｘ＋）を求めも 以上の結果によ
り、θ１−π／２−ｆ３＋が求まり、２πへのマツプが
完了すａ 同様り１０１象限でζ友 θ＝ａ １０３
象限で（上 θ＝π／２＋α ・・・となム 第１図（ａ）のＰＣＭ伝送路１４に（よ このθのみを
伝送することにより伝送データが冗長になるのを防ぐ。
算回路２−で実部と虚部の比をとり、その計算結果をａ
ｒｃｔａｎのＲＯＭ３に当ては数 極座標形式のｅを求
めも このθを、前述の象限と合わせて４で２πにマツ
ブレ θを求めも 次へ 第１図（ｂ）を用いてこの点を具体的に説明すも
同図において（Ｘ＋、Ｙ＋）から Ｏ１を求める場合
を考えも まず象限判定により、（Ｘ＋、Ｙ＋）の符号
および大小関係かＬ １０１〜１０８のどの象限に存
在するかを検出すも この場合、１０２象限となもそし
て、割算回路とａｒｃｔａｎのＲＯＭにより、θＩ ”
ａｒｃｔａｎ（Ｙ１／Ｘ＋）を求めも 以上の結果によ
り、θ１−π／２−ｆ３＋が求まり、２πへのマツプが
完了すａ 同様り１０１象限でζ友 θ＝ａ １０３
象限で（上 θ＝π／２＋α ・・・となム 第１図（ａ）のＰＣＭ伝送路１４に（よ このθのみを
伝送することにより伝送データが冗長になるのを防ぐ。
伝送された信号（よ 第二の座標変換部１５で、ＣＯ８
のＲＯＭ ５とＳＩＮのＲＯＭ ６により、単位円上で
再び直交形式（Ｒｅ、 Ｉｍ）に再変換されも この
とき再変換は単位円上で行われるた＆ Ａ／Ｄコンバ
ータ１１の入力信号の振幅によら云 再変換後の信号の
振幅は常に一定になり、自然に振幅制限機能 自動利得
調整機能が実現されも 第２図ｇ＆ 第２の実施例で、本発明をディジタルト
ランスマルチプレクサを応用した複数のＦＤＭ信号の一
括復調器と共に用いた場合の実施例であム 第２図にお
いて、２１は周波数多重化された入力信号 ２２はＡ／
Ｄコンバー久 ２３は複素化フィル久 ２４はサブフィ
ル久 ２５は逆ＦＦＴ、２６はマルチプレクサ、２７は
第一の座標変換部２８はＰＣＭ伝送区２９は第二の座標
変換部であも複数のＦＤＭ信号の一括復調器ζよ 周波
数多重された入力信号２１を１つのＡ／Ｄコンバータ２
２で一括してディジタル信号に変換し 複素化フィルタ
２３で複素信号化した後、サブフィルタ（ＨＯ−Ｈ６３
）２４と逆ＦＦＴ２５を施して周波数スロットごとの信
号に分離するものであム （実施例２では６４個の周波
数スロットが多重された入力信号−を−括して復調する
場合を示していも ）入力信号の各周波数スロットの信
号はＦＭ変調されていも入力信号の各周波数スロットの
信号レベルは一定とは限らないた数 分離された各周波
数スロットの信号レベルもばらついていも 従って、分
離後の信号の量子化ビット数ζよ 信号レベルのばらつ
き分を考慮して決めなければならなし−例えは信号レベ
ルが１０倍程度ばらつく場合に（上 信号本来に必要な
量子化ビット数に加えて、 ４ビット余分にとっておく
必要があム −括復調された各周波数スロットの信号を
時分割多重して伝送する場合、各周波数スロットの信号
レベルを合わせないと、この余分なビットも伝送してし
まう。例えば信号本来に必要なビット数が実態 虚部各
８ビット、信号レベルのばらつきが１０倍程度（４ビツ
ト相当）とすａ 信号レベルが一定な収 １スロツト、
１サンプルあたり８ｘ２＝１６ビツト伝送すればよい
力（実際にζ′！、、 １スロツト、 ｌサンプルあた
り （８＋４）ｘ２＝２．４ビツトを伝送する必要があ
ａ ここに本発明を適用して、ｇＪ２図に示すようへ各周波
数スロットの信号を極座標形式に変換した紘 その位相
成分のみを伝送し 受信側で伝送された信号を単位円上
で直交形式に再変換する方法を用いた場合 １スロツト
、 １サンプルあたり位相情報を１０ビツト伝送すれば
信号の精度（信号本来に必要なビット数： 実路 虚
部各８ビット）を損なうことなく信号を伝送できも こ
のとき受信側の出力４１ 単位円上で直交形式に再変
換されるた敢 一定振幅値となり、自動利得調整機能も
自然に達成されも 従って、特別な自動利得調整装置を
付加することなしに全部の周波数スロットの信号レベル
を一定に保つことができ、かつ伝送する情報量も半分以
下（１０／２４）にすることができも 第３図は第３の実施例で「位相情報」に加えて１ビツト
の「信号の有無ビット」も伝送する例であム 第３図に
おいて、３１はＡ／Ｄコンバー久３２は複素化フィル久
３３は第一の座標変換眼３４は信号レベルの検定部３
５はＰＣＭ伝送泳３６は第二の座標変換Ｋ ３７は信
号レベルの検定部３４の出力によって実信号フィルタ３
８への入力をＣＯ３ＲＯＭ、ＳＩＮ ＲＯＭの出力と「
０」とに切り換えるスイッチ、３９はＤ／Ａコンバータ
であａ 送信側では振幅レベルの検定を行（入 信号レベルが基
準レベルに達しない場合は「信号の有無ビット」を「０
」に 達した場合は同ビットを「１」にして、 「位相
情報」θとともに伝送すム 受信側では「信号の有無ビ
ット」が「０」の場合には極座標から直交座標に変換す
る場合に振幅を位相情報に関係なく常に０にするようス
イッチ３７を切り換えも 「信号の有無ビット」が「１
」の場合には振幅が伝送されてきた位相情報に基づいて
単位円上で極座標から直交座標に変換されるようスイッ
チ３７を切り換えも 信号の有無もあわせて伝送するこ
とにより極座標から直交座標に変換する際に誤って雑音
を大振幅の信号に変換することを防ぐことができも ま
た 信号の存在しない周波数スロットの雑音を取り除く
こともできも発明の効果 以五 本発明によれｉｉＰｃＭ化された信号を、極座標
形式の複素信号に変換し その位相成分のみを伝送する
ことにより、信号がＦＭなど位相成分のみに情報を含ん
でいる場合く 伝送データが冗長になることを防ぎ、ま
た伝送された信号の直交形式への再変換は単位円上で行
なうことにより、自然に振幅制限機能 自動利得調整機
能が実現され 振幅制限同区 自動利得調整回路を特別
に設ける必要がなく、全体としての伝送効率を高教かつ
回路構成の比較的簡単な信号伝送装置を提供できる効果
があも また 実施例２で説明したよう凶 本発明をディジタル
トランスマルチプレクサを応用した複数のＦＤＭ信号の
一括復調器と共に用いた場合に艦上上記した自動利得調
整機能によって各ＦＤＭ信号の信号レベルのばらつきを
きわめて簡単な方法で無くすことができ特に効果があム
のＲＯＭ ５とＳＩＮのＲＯＭ ６により、単位円上で
再び直交形式（Ｒｅ、 Ｉｍ）に再変換されも この
とき再変換は単位円上で行われるた＆ Ａ／Ｄコンバ
ータ１１の入力信号の振幅によら云 再変換後の信号の
振幅は常に一定になり、自然に振幅制限機能 自動利得
調整機能が実現されも 第２図ｇ＆ 第２の実施例で、本発明をディジタルト
ランスマルチプレクサを応用した複数のＦＤＭ信号の一
括復調器と共に用いた場合の実施例であム 第２図にお
いて、２１は周波数多重化された入力信号 ２２はＡ／
Ｄコンバー久 ２３は複素化フィル久 ２４はサブフィ
ル久 ２５は逆ＦＦＴ、２６はマルチプレクサ、２７は
第一の座標変換部２８はＰＣＭ伝送区２９は第二の座標
変換部であも複数のＦＤＭ信号の一括復調器ζよ 周波
数多重された入力信号２１を１つのＡ／Ｄコンバータ２
２で一括してディジタル信号に変換し 複素化フィルタ
２３で複素信号化した後、サブフィルタ（ＨＯ−Ｈ６３
）２４と逆ＦＦＴ２５を施して周波数スロットごとの信
号に分離するものであム （実施例２では６４個の周波
数スロットが多重された入力信号−を−括して復調する
場合を示していも ）入力信号の各周波数スロットの信
号はＦＭ変調されていも入力信号の各周波数スロットの
信号レベルは一定とは限らないた数 分離された各周波
数スロットの信号レベルもばらついていも 従って、分
離後の信号の量子化ビット数ζよ 信号レベルのばらつ
き分を考慮して決めなければならなし−例えは信号レベ
ルが１０倍程度ばらつく場合に（上 信号本来に必要な
量子化ビット数に加えて、 ４ビット余分にとっておく
必要があム −括復調された各周波数スロットの信号を
時分割多重して伝送する場合、各周波数スロットの信号
レベルを合わせないと、この余分なビットも伝送してし
まう。例えば信号本来に必要なビット数が実態 虚部各
８ビット、信号レベルのばらつきが１０倍程度（４ビツ
ト相当）とすａ 信号レベルが一定な収 １スロツト、
１サンプルあたり８ｘ２＝１６ビツト伝送すればよい
力（実際にζ′！、、 １スロツト、 ｌサンプルあた
り （８＋４）ｘ２＝２．４ビツトを伝送する必要があ
ａ ここに本発明を適用して、ｇＪ２図に示すようへ各周波
数スロットの信号を極座標形式に変換した紘 その位相
成分のみを伝送し 受信側で伝送された信号を単位円上
で直交形式に再変換する方法を用いた場合 １スロツト
、 １サンプルあたり位相情報を１０ビツト伝送すれば
信号の精度（信号本来に必要なビット数： 実路 虚
部各８ビット）を損なうことなく信号を伝送できも こ
のとき受信側の出力４１ 単位円上で直交形式に再変
換されるた敢 一定振幅値となり、自動利得調整機能も
自然に達成されも 従って、特別な自動利得調整装置を
付加することなしに全部の周波数スロットの信号レベル
を一定に保つことができ、かつ伝送する情報量も半分以
下（１０／２４）にすることができも 第３図は第３の実施例で「位相情報」に加えて１ビツト
の「信号の有無ビット」も伝送する例であム 第３図に
おいて、３１はＡ／Ｄコンバー久３２は複素化フィル久
３３は第一の座標変換眼３４は信号レベルの検定部３
５はＰＣＭ伝送泳３６は第二の座標変換Ｋ ３７は信
号レベルの検定部３４の出力によって実信号フィルタ３
８への入力をＣＯ３ＲＯＭ、ＳＩＮ ＲＯＭの出力と「
０」とに切り換えるスイッチ、３９はＤ／Ａコンバータ
であａ 送信側では振幅レベルの検定を行（入 信号レベルが基
準レベルに達しない場合は「信号の有無ビット」を「０
」に 達した場合は同ビットを「１」にして、 「位相
情報」θとともに伝送すム 受信側では「信号の有無ビ
ット」が「０」の場合には極座標から直交座標に変換す
る場合に振幅を位相情報に関係なく常に０にするようス
イッチ３７を切り換えも 「信号の有無ビット」が「１
」の場合には振幅が伝送されてきた位相情報に基づいて
単位円上で極座標から直交座標に変換されるようスイッ
チ３７を切り換えも 信号の有無もあわせて伝送するこ
とにより極座標から直交座標に変換する際に誤って雑音
を大振幅の信号に変換することを防ぐことができも ま
た 信号の存在しない周波数スロットの雑音を取り除く
こともできも発明の効果 以五 本発明によれｉｉＰｃＭ化された信号を、極座標
形式の複素信号に変換し その位相成分のみを伝送する
ことにより、信号がＦＭなど位相成分のみに情報を含ん
でいる場合く 伝送データが冗長になることを防ぎ、ま
た伝送された信号の直交形式への再変換は単位円上で行
なうことにより、自然に振幅制限機能 自動利得調整機
能が実現され 振幅制限同区 自動利得調整回路を特別
に設ける必要がなく、全体としての伝送効率を高教かつ
回路構成の比較的簡単な信号伝送装置を提供できる効果
があも また 実施例２で説明したよう凶 本発明をディジタル
トランスマルチプレクサを応用した複数のＦＤＭ信号の
一括復調器と共に用いた場合に艦上上記した自動利得調
整機能によって各ＦＤＭ信号の信号レベルのばらつきを
きわめて簡単な方法で無くすことができ特に効果があム
第１図（ａ）は本発明の実施例を示す信号伝送方法のブ
ロック図 第１図（ｂ）は位相成分θの求め方の説明医
第２図は本発明をディジタルトランスマルチプレクサ
を応用した複数のＦＤＭ信号の一括復調器と共に用いた
場合の実施例のブロック図第３図は「位相情報」に加え
て１ビツトの「信号の有無ビット」も伝送する本発明の
他の実施例のブロック図 第４＠ 第５図ａ、 ｂは
従来の信号伝送装置のブロック図であム ト・・象限判定、２・・・割算口ｊ！＆３・・・ａｒｃ
ｔａｎのＲＯＩＬ ４・・・θを２πにマツプ、５・・
・ＣＯ８のＲＯに ６・・・ＳＩＮのＲＯに１１・・・
Ａ／Ｄコンパ−久 １２・・・複素化フィル久 １３・
・・第一の座標変換銀 １４・・・ＰＣＭ伝送区１５・
・・第二の座標変換銀１６・・・実信号化フィル久 １
７・・・Ｄ／Ａコンバータ、２１・・・周波数多重化さ
れた入力信号２２・・・Ａ／Ｄコンバー久 ２３・・・
複素化フィル久 ２４・・・サブフィル久 ２５・・・
逆ＦＦＴ、２６・・・マルチプレクサ、２７・・・第一
の座標変換Ｋ ２８・・・ＰＣＭ伝送区２９・・・第
二の座標変換ム３１・・・Ａ／Ｄコンパ−久３２・・・
複素化フィル久 ３３・・・第一の座標変換服３４・・
・信号レベルの検定脈３５・・・ＰＣＭ伝送ｍ ３６
０．・第二の座標変換服３７・・・スイッチ、３８・・
・実信号化フィル久 ３９・・・Ｄ／Ａコンバータ。 代理人の氏名 弁理士 小鍜治 明 ほか２名 第 図 第 図
ロック図 第１図（ｂ）は位相成分θの求め方の説明医
第２図は本発明をディジタルトランスマルチプレクサ
を応用した複数のＦＤＭ信号の一括復調器と共に用いた
場合の実施例のブロック図第３図は「位相情報」に加え
て１ビツトの「信号の有無ビット」も伝送する本発明の
他の実施例のブロック図 第４＠ 第５図ａ、 ｂは
従来の信号伝送装置のブロック図であム ト・・象限判定、２・・・割算口ｊ！＆３・・・ａｒｃ
ｔａｎのＲＯＩＬ ４・・・θを２πにマツプ、５・・
・ＣＯ８のＲＯに ６・・・ＳＩＮのＲＯに１１・・・
Ａ／Ｄコンパ−久 １２・・・複素化フィル久 １３・
・・第一の座標変換銀 １４・・・ＰＣＭ伝送区１５・
・・第二の座標変換銀１６・・・実信号化フィル久 １
７・・・Ｄ／Ａコンバータ、２１・・・周波数多重化さ
れた入力信号２２・・・Ａ／Ｄコンバー久 ２３・・・
複素化フィル久 ２４・・・サブフィル久 ２５・・・
逆ＦＦＴ、２６・・・マルチプレクサ、２７・・・第一
の座標変換Ｋ ２８・・・ＰＣＭ伝送区２９・・・第
二の座標変換ム３１・・・Ａ／Ｄコンパ−久３２・・・
複素化フィル久 ３３・・・第一の座標変換服３４・・
・信号レベルの検定脈３５・・・ＰＣＭ伝送ｍ ３６
０．・第二の座標変換服３７・・・スイッチ、３８・・
・実信号化フィル久 ３９・・・Ｄ／Ａコンバータ。 代理人の氏名 弁理士 小鍜治 明 ほか２名 第 図 第 図
Claims (3)
- （１）ＰＣＭ化された信号を、極座標形式の複素信号に
変換し、その位相成分のみを伝送することを特徴とする
信号伝送方法。 - （２）ＰＣＭ化された信号を、極座標形式の複素信号に
変換し、位相情報のみに注目して単位円上で再び直交形
式に変換することを特徴とする振幅制限方法。 - （３）ＰＣＭ化された信号を、極座標形式の複素信号に
変換し、位相情報のみに注目して単位円上で直交形式に
変換することを特徴とする自動利得調整方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27112990A JPH04150233A (ja) | 1990-10-09 | 1990-10-09 | 信号伝送方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27112990A JPH04150233A (ja) | 1990-10-09 | 1990-10-09 | 信号伝送方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04150233A true JPH04150233A (ja) | 1992-05-22 |
Family
ID=17495731
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27112990A Pending JPH04150233A (ja) | 1990-10-09 | 1990-10-09 | 信号伝送方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04150233A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5823100A (ja) * | 1981-07-28 | 1983-02-10 | インタ−ナショナル ビジネス マシ−ンズ コ−ポレ−ション | 音声信号のコ−ド化装置 |
| JPH01221800A (ja) * | 1987-04-02 | 1989-09-05 | Massachusetts Inst Of Technol <Mit> | 音響波形のコード化方式 |
-
1990
- 1990-10-09 JP JP27112990A patent/JPH04150233A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5823100A (ja) * | 1981-07-28 | 1983-02-10 | インタ−ナショナル ビジネス マシ−ンズ コ−ポレ−ション | 音声信号のコ−ド化装置 |
| JPH01221800A (ja) * | 1987-04-02 | 1989-09-05 | Massachusetts Inst Of Technol <Mit> | 音響波形のコード化方式 |
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