JPH0730605A - 通信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 デジタルとアナログを同時に伝達する通信シ
ステムにおいて、アナログ信号とデジタル信号とを多重
化せず、同一周波数帯に共存するように同時に伝達し、
またデータ速度を向上させるために、無音に近い期間を
識別する。 【構成】 シンボル（信号点）コンステレーションにお
けるシンボル４６２を規定するデータ信号にアナログ信
号４６８を加え、受信側に混合信号を伝送する。シンボ
ルコンステレーションは、相違するシンボル密度を有す
る複数のシンボルコンステレーションの中から、アナロ
グ信号の振幅に基づいて選択される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デジタル／アナログ同
時伝送に関し、特に、アナログ信号とデジタル信号とを
多重化せず同一周波数帯に共存するように同時に伝送す
る方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、音声およびデータがあるチャネル
を介して同時に送出される場合には、周波数分割多重化
法あるいは時分割多重化法を用いて送出されている。周
波数分割多重化法においては、データチャネルおよび音
声チャネルが前記チャネルの帯域内の相異なったサブバ
ンドに割り当てられる。この種の方式の例としては、米
国特許第４，７５７，４９５号、同第４，６７２，６０
２号、および同第４，５４６，２１２号などが挙げられ
る。時分割多重化装置においては、音声信号は、サンプ
リングされ、デジタイズされ、さらにデジタルデータの
間にインタリーブされて、利用可能なチャネルを介して
通信される単一の情報ストリームが形成される。実際に
は、（例えばＴ１キャリアシステムなどの）デジタルキ
ャリアシステムがこの種の方式を用いた例である。

【０００３】１９８５年４月付けの米国特許第４，５１
２，０１３号は、同時に音声およびデータを取り扱う、
周波数分割多重化装置に近い、興味深いアプローチを提
供している。この装置においては、音声信号が濾波さ
れ、それに変調された狭帯域信号が追加されて送出され
る信号が形成される。この狭帯域変調済み信号は、キャ
リアによって変調されて音声エネルギーがわずかしか存
在しない周波数スペクトル上の位置にシフトアップされ
た狭帯域デジタル入力信号から導出されたものである。
レシーバにおいては、変調済みデジタル信号によって占
められる狭帯域内においては音声パワーは低いという事
実に基づいて、デジタル信号が適切な復調により回復さ
れる。その後、回復されたデジタル信号はトランスミッ
タにおける操作と同様に再び変調され、チャネル特性に
対応するように濾波されて受信された信号から差し引か
れる。この結果が受信された音声である。以上に述べら
れているように、この装置の顕著な特徴は、第２カラム
の第１３−１８行に記述されているように、「データ信
号を通常の音声信号周波数帯内の音声信号が存在するが
そのパワー密度特性が低いような領域内でデータ信号を
多重化することによって、アナログ音声信号および変調
済みデータ信号のすべてが単一の通常のアナログチャネ
ルを介して伝送されうる」ということである。その外、
この米国特許第４，５１２，０１３号は半二重である。

【０００４】モデムにおいては、デジタル情報は、アナ
ログ情報に変換されることによってチャネルを介して通
信されている。その最も基本的な形態においては、モデ
ムはデジタル信号を濾波し（すなわち、そのデジタル信
号を周波数軸上でシフトし）て帯域の制限された信号を
形成し、その信号が通信チャネルの透過帯域（パスバン
ド）内に位置するように変調する。例えば電話において
はパスバンドは３００Ｈｚから３５００Ｈｚの間であ
る。変調済み信号の情報伝送能力を向上させるために、
より高度化されたモデムにおいては直交変調が用いられ
ている。直交変調は２次元信号空間として書き表され
る。音声信号を送信するために信号空間を用いる例は、
１９９２年１月１４日付けの米国特許第５，９８１，６
４７号に記載されている。

【０００５】データおよび音声を送信するために信号空
間を用いる例は、アジャシ(Ajashi)らによる、「単一の
電話チャネルを介した高速デジタル／アナログパラレル
送信技法」（アイ・トリプル・イー・トランザクション
ズ・オン・コミュニケーションズ(IEEE Transactions o
n Communications)誌第３０巻第５号（１９８２年５
月）第１２１３〜１２１８ページ）という表題の論文に
記載されている。アナログおよびデータ信号が相異なっ
た時間スロット（ＴＤＭ）あるいは相異なった周波数帯
（ＦＤＭ）に分割配置されるような従来技法とは異な
り、この方法においてはデジタルおよびデータ信号がＱ
ＡＭシステムの相異なった２つのチャネルに分配されて
いる。すなわち、アジャシらは、同相チャネルをアナロ
グ信号で、それに直交するチャネルをデジタル信号で変
調することを提案している。その記述およびチャネル等
化に関連して、リム(Lim)らは、「同時アナログ／デジ
タルデータ送信における適応等化および位相追随」とい
う表題の論文（ＢＳＴＪ第６０巻第９号（１９８１年１
１月）第２０３９〜２０６３ページ）において、等化器
の性能を解析している（１９８１年のＢＳＴＪの記事に
おいては、１９８２年のＩＥＥＥの記事を「未発表の研
究」として引用している）。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】これまでのところ、Ｑ
ＡＭシステムの双方のチャネルを介してデータおよび音
声の双方を同時に送信することは出来ておらず、単一の
双方向帯域制限付き通信チャネルを介して全二重にデー
タおよびアナログ信号の双方を通信することは出来てい
ない。

【０００７】

【課題を解決するための手段】アナログ信号およびデー
タ信号を同時に送信する通信システムにおいては、無音
に近い期間を利用してデータ速度を向上させるために、
無音に近い期間を識別することが望ましい。

【０００８】本発明はデータ信号に加えたアナログ信号
のエネルギーによって、データ伝送に使用するシンボル
（信号点）コンステレーションの密度を変化させる。ア
ナログ信号の振幅がしきい値を下回った場合、シンボル
コンステレーションの密度が増加し、データ信号に加え
られた低いアナログ信号の振幅を利用する。

【０００９】

【実施例】図１は、直交変調技法によってデジタルデー
タを通信するモデムの非常に基本的なブロック図であ
る。セクション１００はモデムのトランスミッタ部であ
り、セクション２００はモデムのレシーバ部である。詳
細に述べれば、トランスミッタ部においては、デジタル
データが１−ｔｏ−２マッパ１１０に供給され、マッパ
１１０は、通常同相サンプルおよび直交サンプルと呼称
される２つの出力を生成する。同相サンプルはローパス
フィルタ１５０を介して変調器１２０に供給され、変調
器１２０は供給された信号とキャリア、すなわち図１の
ｓｉｎωｔ、との積を生成する。直交サンプルはローパ
スフィルタ１６０を介して変調器１３０に供給され、変
調器１３０は供給された信号と第二のキャリアとの積を
生成する。この第二のキャリアは第一のキャリアと直交
している、すなわちｃｏｓωｔである。フィルタ１５０
および１６０は、エイリアシングを避けるために、ω未
満そして少なくともマッパ１１０の出力サンプルレート
の逆数の半分までに帯域を制限していなければならな
い。変調器１２０および１３０の出力信号は素子１４０
において加算されてモデムのトランスミッタ部のアナロ
グ信号が生成される。

【００１０】実際の動作においては、図１の装置に対し
て供給されるデジタルデータはビットストリームであ
る。素子１１０は、入力信号を、各々所定の数の連続ビ
ットよりなるシンボルのストリームとしてみなし、各々
のシンボルを同相アナログサンプルと直交アナログサン
プルとにマッピングする。

【００１１】当業者は、図１の装置において実行される
操作を、しばしば図２に示されているような信号空間ダ
イアグラムによって記述する。ｘ軸は一方のキャリア信
号（例えばｃｏｓωｔ）に対応しており、ｙ軸は他方の
キャリア信号（ｓｉｎωｔ）に対応している。よって、
素子１１０によって供給される同相および直交サンプル
は、図２の信号空間内のある位置を規定することにな
る。従って、素子１１０が生成しうるサンプルの組は、
図２の信号空間描像においてはサンプルポイントの組
（すなわちポイントのコンステレーション）に対応す
る。図２においては、例として４ポイント信号コンステ
レーションが示されている。しかしながら、より多くの
信号ポイントを有する信号ポイントコンステレーション
を生成することが可能であることは公知である。

【００１２】図２に示されているコンステレーションに
従って図１の装置によって変調された信号を受信するた
めには、受信した信号が信号空間内の第一、第二、第
三、あるいは第四象限のうちのいずれに位置するもので
あるかを識別することだけが必要である。このことは、
受信された信号に対する大きな許容度があることを意味
しており、正確な象限内に位置するあらゆる信号はその
象限内の正確なコンステレーション信号ポイントに対し
てマッピングされる。他の（おそらくより大きな）コン
ステレーションに拡張すると、信号空間はそれぞれ領域
に分割されており、レシーバ側の決定は受信された信号
が位置する領域に関してなされる。これらの領域は「隣
接領域」と呼称される。

【００１３】図１のレシーバ部においては、変調済み信
号が復調器２１０に供給される。復調器２１０は同相お
よび直交成分を回復し、それらをスライサ２２０に供給
する。スライサ２２０は同相および直交成分をシンボル
に変換し、そのシンボルをデマッパ２３０に供給する。
デマッパ２３０は、シンボルをビットストリームにマッ
ピングしてデジタルデータストリームを回復する。

【００１４】（チャネルにおいて付加される雑音に起因
するものなどの）信号歪が存在しない場合には、復調器
２１０によって受信された信号は加算器１４０によって
送出された信号と正確に同一のものであるはずであり、
（スライサ２２０による）信号が見い出された隣接領域
の決定は比較的単純でエラーフリーであるはずである。
しかしながら、送信された信号に対して追加された雑音
は受信された信号を前記信号空間内でシフトさせ、スラ
イサ２２０への入力を変化させる。言い換えれば、通信
チャネルを流れる信号に対して付加される雑音は、送信
されたサンプルポイントに対して付加される、図２の信
号空間内のベクトル信号に対応する。この付加されるベ
クトルは、未知の大きさおよび未知の位相を有してい
る。従って、追加された雑音によって、信号空間内の点
に対応する被送出信号が信号空間内の領域へと変換され
る。この現象は、図２内においては円１１によって記述
されている。この円のことを、送出された信号を取り囲
む信号空間「雑音雲」と呼称する場合もある。

【００１５】以上より、送出された信号をエラーなく検
出するためには、隣接領域が雑音雲を取り囲むのに充分
であるほど大きくなければならないことが明らかであ
る。送出された信号の平均出力は通常他の考察事項によ
って制限されているため、信号コンステレーションがｘ
軸およびｙ軸によって表現される無限の空間を覆う量も
制限されている。このことは、図２においては円１２に
よって表現されている。円１２によってなされる制限
は、雑音に関する考察によってなされる隣接領域の大き
さに関する制限とともに、コンステレーション内の送出
される信号ポイントの数を制限する。

【００１６】既に示されているように、通常のモデムデ
ザインにおいては許容される信号強度とチャネルの忠実
度の期待値とが複合してコンステレーションサイズを制
御している。雑音の少ないチャネルにおいてはより大き
なコンステレーションが可能になり、より大きなコンス
テレーションはより高いデジタルデータスループットを
可能にする。このことから、利用可能な信号空間のすべ
て、すなわち実質的にすべてを情報伝送に利用するとい
う全く革新的なアイデアが生まれる。この革新的なアプ
ローチに従ったトランスミッタ信号空間が図３に示され
ている。図３においては、複数個の信号ポイントが信号
空間内でランダムに示されている。これらのポイント
は、トランスミッタが送出可能な種々のベクトルを表わ
している。ここにはもはやそれらの各々の間の決定がな
されなければならないような「ポイントのコンステレー
ション」というものは存在しない。信号空間全体が存在
するのみである。言い換えれば、信号空間内の固定され
たコンステレーションに対してマッピングされるような
デジタル信号を有する代わりに、図３においては信号空
間にマッピングされるアナログ信号が描かれている。同
相成分を構成するアナログ信号が直交成分を構成するア
ナログ信号とは独立である場合には、図３における存立
可能な信号空間は長方形である。

【００１７】アナログ信号を図３の信号空間に従って送
出することの利点を認識した後の次なる革新は、図２お
よび図３の信号空間を交互に用いることである。すなわ
ち、この革新は、利用者のアナログ信号「あるいは」利
用者のデジタル信号をその必要が生じた場合に送出す
る、ということである。この様子は、図４に示されてい
る。

【００１８】さらに、図４の信号空間に従ってアナログ
あるいはデジタル信号のいずれかを送出することの利点
を認識した後、全く相異なった通信方法が用いられ得る
こと、すなわちアナログおよびデジタル信号の「双方」
を通信することが組み合わせられた信号空間において同
時に「表現されうる」こと、が見い出された。この様子
は図５に示されており、４つの隣接領域が破線２１およ
び２２によって識別された境界線を用いて例示の目的で
識別されている。

【００１９】図５の描像に従うと、各々のデジタルコン
ステレーションポイント（例えばポイント３１）の周囲
に「信号雲」を形成するアナログ信号は、それが完全に
単一の隣接領域内に含まれているようにダイナミックレ
ンジに関して制限されることに留意されたい。よって、
この場合においてもコンステレーションサイズ（これは
デジタルスループットに直接影響する）と送出されるア
ナログ信号のダイナミックレンジ（ある場合には「分解
能」に対応する）との間にはトレードオフの関係が存在
する。

【００２０】図６は、本発明の原理を基本的に例示する
装置を示した図である。当該装置には、ライン６１上に
印加されたデジタル信号に応答する１−ｔｏ−２次元マ
ッパ６０が含まれている。マッパ６０は、各々ライン６
１上に到達したデジタル信号に関連する、量子化された
振幅のパルスを有する２つの出力をライン６２および６
３上に生成する。図６には、さらに、ライン５１上に印
加されたアナログ信号に対して応答し、ライン５１上の
アナログ信号に関連する連続振幅のパルスを有する２つ
の出力信号をライン５２および５３上に生成する。出力
５２および６２は加算器７０内で組み合わせられ、出力
５３および６３は加算器８０において組み合わせられ
る。加算器７０および８０の出力は、図５の信号空間に
よって表現される信号の成分を生成する。図１に示され
ているように、加算器７０および８０の出力はローパス
フィルタ１５０および１６０を介して変調器１２０およ
び１３０に供給され、加算器１４０においてその和が計
算されて、モデム分野においては公知の変調済み信号が
形成される。

【００２１】図６においては、素子６０は１−ｔｏ−２
マッパとして描かれている。しかしながら、素子６０は
Ｍ−ｔｏ−Ｎマッパであってもよいことに留意された
い。すなわち、素子６０は、複数（Ｍ）個のデジタル信
号に応答するものであって相異なった複数（Ｎ）個の出
力信号を生成するものであればよい。同様に、素子５０
は、複数個のアナログ信号に応答するＪ−ｔｏ−Ｋエン
コーダでよい。さらに、素子５０および６０の後段に位
置するもの（すなわち、素子７０、８０、１２０、１３
０、１４０、１５０および１６０）、つまり直交変調器
９０を構成するものは、素子５０および６０が生成する
ように設計されている複数個の出力に応答するように構
成される。より詳細に述べれば、それらの素子は供給さ
れたすべての入力信号に対して応答しなければならず、
すなわちそれらの素子はＫ個あるいはＮ個のうちのより
大きい個数の信号を扱えなければならない。しかしなが
ら、このような状況においても、ユーザがこの二つ（Ｋ
あるいはＮ）のうちのより大きい法をシステムの次元と
みなすことは可能であり、その場合にはある次元におい
てはデジタルデータが無いあるいはアナログデータが無
いということになる。もちろん、デジタルデータもアナ
ログデータも存在しない「次元」が存在する場合には、
「側方」情報の等化のように、他の情報がそれらの次元
を介して送出されうる。

【００２２】信号空間の概念においては、素子５０およ
び６０のＮ個（ＮがＫよりも大きいと仮定する）の出力
信号は、多次元空間、すなわちＮ次元空間内のベクトル
の成分の集合に対応する。この多次元空間の座標は、直
交変調器９０内の直交変調信号に対応する。図６におい
ては、２つの直交変調信号はｃｏｓωｔおよびｓｉｎω
ｔであるが、他の変調信号、例えば符号分割多重化（Ｃ
ＤＭＡ）テンプレートなども利用可能である。本発明に
関しては、直交変調信号とは、複数個のコンカレント要
素信号を含む送出される信号を生成し、かつレシーバが
受信した信号を前記変調信号の各々に応答して生成され
たそれぞれの要素信号に分割することを可能にするよう
な変調信号である。さらに、図５に関連して、直交変調
器９０が素子６０によって生成された成分によって表現
される「シンボルベクトル」と素子５０によって生成さ
れた成分によって表現される「アナログ情報ベクトル」
とのベクトル和演算を実行することが理解される。この
様子は図７に示されている。

【００２３】図１に関連して、本発明の原理は、加算器
７０および８０の出力信号が直交変調器９０において組
み合わせられるという利点を有さずに直接通信される
（すなわち送出される）場合においても用いられること
に留意されたい。さらに、直交変調器９０は、単なる帯
域シフト手段であってもよい。例えば加算器７０の出力
が帯域制限されている場合には、加算器８０の出力は加
算器７０の帯域制限された出力信号を越えて帯域シフト
され、その後に加算器７０の出力と組み合わせられう
る。この様子は、図８に示されている。デジタルストリ
ームが供給されないような状況下では、本発明の原理は
素子６０を用いずに実現される。

【００２４】以上の説明においては、図６の素子５０に
対して供給される入力信号がアナログである。しかしな
がら、必ずしもこのようになっている必要はない。従来
技術に係る技法に従って、帯域制限されたアナログ信号
は（適切なナイキスト限界内で）サンプリングされう
る。ここで、素子５０への入力信号はアナログサンプル
シーケンスであり得ることに留意されたい。さらに、サ
ンプリングされたアナログ信号は、量子化されてデジタ
ル形式で表現されうる。実際、サンプリングされてデジ
タル形式に変換されたアナログ信号は、さらに振幅量子
化パルス振幅変調（ＰＡＭ）フォーマットに変換されう
る。これらの表現のすべてはアナログ信号の表現であ
る。例えば、振幅量子化ＰＡＭパルスの集合は、サンプ
リングおよび量子化（Ａ／Ｄ変換およびその後のＤ／Ａ
変換）プロセスによって導入された量子化誤差の範囲内
で元のアナログ信号と同一である。

【００２５】素子５０の入力においてアナログ信号のサ
ンプリングおよび振幅量子化が可能であるという事実は
多くの利点をもたらす。第一に、そのことによってアナ
ログ信号が素子５０に対してデジタルフォーマットで提
供されうる。次に、相異なった情報源の単純な多重化が
可能になる。よって、例えば素子５０、６０および９０
が今日のモデムが実現されている様式、すなわちストア
されたプログラムの制御下で機能する一つあるいは複数
個のマイクロプロセッサを有する形態、に従って実現さ
れうる。

【００２６】入力信号の多重化の一例は、Ａ／Ｄコンバ
ータバンク３０とそれに引き続くマルチプレクサ４０を
有する図９の実施例において示されている。コンバータ
バンク３０は、回線３３および３４上などの複数個のア
ナログ信号をデジタルフォーマットに変換し、マルチプ
レクサ４０はその入力信号を多重化してそれを素子５０
に供給する。素子３０および４０は、それぞれ従来技術
に係るＡ／Ｄコンバータおよびマルチプレクサ素子であ
る。

【００２７】素子３０および４０の組み合わせにより、
複数個の狭帯域アナログ信号を直交変調器９０に印加す
ることが可能になる。ここでの主たる制限は、キャリア
周波数およびチャネルの利用可能な伝送帯域である。こ
の狭帯域信号は、もちろんあらゆるソースからのもので
ある。例えば、救急車にインストールされたシステムに
おいては、血圧および心拍数の狭帯域テレメトリデータ
を音声と同時に通信することを可能にするために、音声
帯域が幾分犠牲になることが有り得る。

【００２８】さらに、米国特許第５，０８１，６４７号
に記載されているような、無音期間を検出してそれほど
緊急ではないテレメトリデータをその無音期間に送信す
るような、音声信号エネルギー検出器が含まれうる。こ
の様子は、図９においては素子３１および３２によって
示されている。

【００２９】（素子５０、６０および９０がデジタル方
式で実現されている場合に）素子５０への入力がデジタ
ルであるという事実と素子６０への入力もデジタルであ
るという事実とを混同してはならない。素子６０へのデ
ジタル入力は、各々「等しく」重要な数字ストリームで
ある。よって、これらの数字はシンボルに変換され、こ
れらのシンボルはコンステレーションポイントに変換さ
れ、そしてこのコンステレーションポイントは、モデム
のレシーバ部においてスライサ（例えば図１のスライサ
２２０）によって識別される隣接領域内に存在する。こ
れに反して、素子５０に供給されるデジタル信号は振幅
を表現するデジタルワードに対応しており、デジタルワ
ードの隣接ビット間の特定の相互関係は「維持されて」
いる。前述されているように、コンステレーション内の
信号点の周りの信号雲は、識別されるべき複数個の信号
点を表現している訳ではなく、基本的な区分である。

【００３０】図１０は、本発明の原理に従ったモデムの
レシーバ部の基本的なブロック図である。チャネルから
受信された変調済み入力信号は、同相および直交成分を
生成する復調器２１０に印加される。これら２つの成分
はシンボルを識別するスライサ２２０に供給され、シン
ボルはデマッパ２３０に供給される。これらすべては、
図１に示された従来技術に係るモデムにおけるアプロー
チに従ったものである。加えて、図１０にはスライサ２
２０によって生成されたシンボルに応答するマッパ２４
０が含まれている。マッパ２４０の出力は、（図１の配
置においては素子１５０および１６０に対して印加され
ている）同相および直交成分の組の正確な推定値であ
る。マッパ２４０の出力は減算器２５０および２６０に
おいて復調器２１０の出力から減算される。減算器２５
０および２６０の出力は２−ｔｏ−１デマッパ２７０に
供給され、デマッパ２７０はアナログサンプルを再結合
して元のアナログ信号の推定値を生成する。デマッパ２
７０はマッパ５０の逆関数を実行する。

【００３１】ここで、スライサ２２０が、マッパ２４０
が生成する出力信号を直接供給するように設計されてい
ることに留意されたい。さらに、デマッパ２３０は、こ
の種の入力信号に応答するように作製されうる。このた
め、図１０は、スライサ２２０およびマッパ２４０が組
み合わせられて単一の素子を形成し、デマッパ２３０と
加算器２５０および２６０が当該組み合わせられた素子
に応答する、という意味で変更されうる。

【００３２】本発明をアナログ方式で実現する（例えば
図６）場合には、マッパ５０がアナログ信号に応答す
る。複数個の出力を生成する（図示されている素子５０
の場合には２つの出力）ためには種々の方法が用いられ
うる。例えば、単一の帯域制限されたアナログ信号は、
単に濾波して選択されたサブバンドを変調することによ
り、複数個のベースバンド信号に分割されうる。あるい
は、素子５０が複数個の帯域制限されたアナログ信号を
受容し、それぞれの帯域制限されたアナログ信号を素子
５０の相異なった出力に対して割り当てることも可能で
ある。

【００３３】本発明を（アナログ回路あるいはデジタル
回路による）時分割サンプリング方式で実現する場合に
は、素子５０は、単一のアナログ信号の相異なったサン
プルを相異なった出力に単に導くか、あるいは複数個の
アナログ信号を多重化してそれらの信号よりなるサンプ
ルを何らかの簡便な方法により分配することが可能であ
る。

【００３４】本発明の通信品質を向上させるために非線
型技法が用いられうるようにするために、シンボル間干
渉を最小化する目的のチャネルの等化を実現することが
重要である。この目的を達成するために従来技術に係る
モデム技法が用いられうる。

【００３５】図１１は、等化を用いた配置を示すブロッ
ク図である。詳細に述べれば、図１１は、直後に等化ハ
ードウエアを有する復調器を示している（これら全体で
スーパーデモジュレータとみなされうる）。等化ハード
ウエアウエアは、復調器２１０とスライサ２２０との間
に配置された適応フィルタ２８０を有している。フィル
タ２８０の動作特性は、タップ更新ブロック２９０に−
修正可能な形態で−ストアされたフィルタ係数によって
制御される。タップ更新ブロック２９０は、減算器２５
０および２６０の出力信号に応答する。フィルタ２８０
の適応動作は従来技術に係るモデム技法に従って実行さ
れる。減算器２５０および２６０の出力はデマルチプレ
クサ２７５にも供給され、デマルチプレクサ２７５の出
力はデマッパ２７６に供給される。デマッパ２７６は、
図１０に示されたデマッパ２７０複数個よりなるデマッ
パバンクを有している。素子２７５および２７６は、複
数個のアナログ入力が多重化されているようなアプリケ
ーションに適合されたレシーバを例示するために含まれ
ている。もちろん、多重化が行なわれないようなアプリ
ケーションにおいてはデマッパ２７０は取り除かれる。

【００３６】ある種の適応方法に従うと、アナログ信号
のパワーが小さい場合に適応動作を実行して対応する係
数の更新を行なうことが最も容易である。このプロセス
をパワーが小さい間に限定するために、図１１において
は減算器２５０および２６０に応答する制御素子２９５
内にパワーデテクタが備えられている。ブロック２９５
も従来技術に係るものである。このブロックには、減算
器２５０および２６０の信号内に含まれるパワーを見積
もり、係数更新プロセスをイネーブル（あるいはディセ
ーブル）する制御信号をブロック２９０に対して供給す
るパワー検出回路が含まれている。もちろん、ブロック
２９５は、例えばトランスミッタからのサイド情報など
のアナログ信号以外から制御信号が導出されうるという
点で、より一般的なものである。

【００３７】図１１は、送信側モデムのトランスミッタ
部と受信側モデムのレシーバ部との間の伝送チャネルの
等化を、レシーバの復調器の後段で実現する一つの配置
を示している。しかしながら、等化は、チャネルに沿っ
たあらゆる場所、例えばモデムのトランスミッタ部にお
いてさえも実行されうる。

【００３８】図１２には、図９および図１１に示された
ものに従って構成された全二重モデムの全体の構成図が
示されている。より詳細に述べれば、トランスミッタ部
（図９）がレシーバ部（図１１）とハイブリッド３００
および減算器３１０を介して接続されている。減算器３
１０は、復調器２１０に印加される信号から不要な信号
を減算するために、従来技術に係る様式でエコーキャン
セラ３２０と協同で動作する。図を簡潔にするために、
エコーキャンセラ３２０は直交変調器９０の出力に接続
されているように示されており、エコーキャンセラ３２
０がアナログ方式である場合にはこれで充分である。し
かしながら、デジタル方式が用いられた場合に信号レー
トがかなり低い場合にはエコーキャンセラをマッパ６０
の出力に応答させるようにすることによってより高効率
となることは公知である。本発明の原理を用いた改良方
式が図１３に示されている。図１３においては、いくつ
かの素子には、例えば変調器に対応するものに「ヒルベ
ルトパスバンドフィルタ」などというように相異なった
ラベルが付されていることに留意されたい。これらは、
いくらか異なった計算を通じて希望する結果を得る回路
であり、モデム分野の当業者には公知である。

【００３９】すべてのモデムと同様、エコーのキャンセ
ルは、トレーニング期間に遠端信号源が無音状態であ
り、エコーキャンセラが減算器３１０の出力を最小化す
るように適応されているときに実行される。

【００４０】図６に関して前述されているように、素子
５０への入力はサンプリングされたアナログ信号でもサ
ンプリングされていないアナログ信号でもよい。さら
に、同様に前述されているように、素子５０が（１−ｔ
ｏ−Ｎマッパではなく）１−ｔｏ−２マッパであって素
子５０の希望される出力がサンプリングされたアナログ
信号対である場合には、このアナログ信号対は、入力ア
ナログ信号を１／Ｂだけ遅延させて遅延信号と非遅延信
号の双方をレートＢでサンプリングすることによって簡
潔に導出されうる。この方式により、レート１／２Ｂ秒
でサンプリングされた元のアナログ信号の隣接サンプル
に対応するサンプル対が得られる。実際、サンプルが互
いに隣接したものではない場合には通信のプライバシー
が向上し、図１４には非隣接サンプルから対を導出する
一つのアプローチが示されている。この方法において
は、レート２Ｂで到達したＫ個のアナログサンプルをス
トアする入力レジスタ５５、レジスタ５５の出力をスク
ランブルしてＫ個の出力を生成するスクランブリングネ
ットワーク５６、およびネットワーク５６の出力に応答
するレジスタ５７および５８が基本的には用いられてい
る。レジスタ５７および５８はＫ／２Ｂ秒ごとにＫ／２
個のアナログサンプルをストアし、ストアされたサンプ
ルを１／２Ｂ秒のレートで出力する。スクランブリング
ネットワーク５６は、単にクロス接続フィールドとする
ことが可能である。

【００４１】上述の種々の実施例は本発明の原理を例示
するものである。もちろん、他の実施例も可能であり、
前記実施例の動作を向上させるために他の素子が含めら
れうる。例えば、直交変調器９０に入力される「アナロ
グ」入力は高周波数成分をプリエンファサイズするため
に濾波されうるものであり、それに対応して減算器２５
０および２６０の「アナログ」出力はプリエンファシス
を除去するために濾波される。このプリエンファシスは
例えばＡ／Ｄコンバータ３０内あるいはそれ以前に図１
２にプリエンファシスフィルタ２０として示されている
ものなどにおいて実行されうる。この濾波は、「アナロ
グ」信号が実際にアナログである間、あるいはトランス
ミッタ部およびレシーバ部がデジタルハードウエアなど
で実現されている場合などのように「アナログ」信号が
デジタル的に表現されている場合になされる。

【００４２】図１５は、比較的大きな振幅を有するアナ
ログ信号がデータ信号に加えられたときに使用する４シ
ンボル（信号点）コンステレーションを図示する。シン
ボル４１０をとりまくスクウェア領域４００は、スライ
サ２２０によるシンボルの認識ミスを生じることなくシ
ンボル４１０を規定するデータ信号に加えることが可能
なアナログ信号の振幅を図示する。この領域は各々がオ
ーバーラップしないよう、そして受信されたシンボルが
スライサ２２０によって正確に認識されるように定めら
れていることが望ましい。ベクトル４２０および４３０
によって表されるアナログ信号は、比較的大きい振幅を
有するアナログ信号が、シンボル（信号点）の周囲に比
較的大きい領域を有する低密度コンステレーションを必
要とすることを図示している。図１５にはまた、シンボ
ル４５０を囲む領域４４０が示される。この例では、ベ
クトル４５２および４５４で表される比較的低振幅のア
ナログ信号は、それらのような比較的低い振幅を有する
アナログ信号が領域４４０の中の大部分を使用しないこ
とを図示している。信号スペースをより効率的に使用す
るためには、アナログ信号が低い振幅を有している場合
に、高密度のシンボルコンステレーションを使用するこ
とが望ましい。

【００４３】図１６は、より高密度のシンボル（信号
点）コンステレーションを図示している。図１６のコン
ステレーションはシンボル４６０および４６２を有して
いる。コンステレーションの中の各シンボルは周辺領域
を有している。スクウェア領域は、スライサ２２０によ
るシンボルの誤認を生ずることなく、領域内のシンボル
を規定するデータ信号に加えることが可能なアナログ信
号の振幅を示している。この図においては、シンボル４
６０および４６２は領域４６４および４６６を各々有し
ている。領域４６６に関して述べると、シンボル４６２
を特定するデータ信号に加えられた低振幅アナログ信号
はベクトル４６８および４７０によって表される。アナ
ログ信号のベクトル４６８および４７０が領域４６６内
にとどまるほど低い振幅を有している限り、図１６に示
す高密度シンボルコンステレーションを利用することが
できる。領域４６４内のベクトル４７２および４７４
は、シンボル４６０をきていするデータ信号に加えられ
たより大きい振幅を有するアナログ信号を図示してい
る。ベクトル４７２または４７４が領域４６４の境界を
越える場合は、より低密度のシンボルコンステレーショ
ンを使用すべきである。低密度コンステレーションは、
そのシンボル（信号点）の周囲に比較的大きい領域を有
しており、故により大きい振幅のアナログ信号に適して
いる。領域が大きい場合、スライサ２２０は、より大き
い振幅を有するアナログ信号が加えられたデータ信号に
よって規定されるシンボルを正確に認識できる。

【００４４】アナログ信号の振幅が信号点の周囲の領域
を越えるまでに高まった場合、マッパがより低密度のシ
ンボルコンステレーションにスイッチするまでアナログ
信号の振幅は制限されることもある。

【００４５】複数のシンボルコンステレーションを使用
することも可能である。例えば、アナログ信号の振幅が
とても大きい場合、４シンボルコンステレーションとい
った非常に低密度のシンボルコンステレーションが使用
される。アナログ振幅が中程度である場合、１６点コン
ステレーションといった中密度のコンステレーションが
使用される。そしてアナログ信号の振幅がとても低い場
合、例えば３２点または６４点コンステレーションとい
ったより高密度のコンステレーションが使用される。ど
のような組み合わせのシンボルコンステレーションも使
用することが可能である。本発明の範囲には、上記より
も低密度もしくは高密度のコンステレーションを使用す
ることも含まれる。

【００４６】アナログ信号の振幅は、いつシンボルコン
ステレーションを変えるかを決定するために監視され
る。この監視方法はさまざまであるが、簡単なしきい値
処理技術を使用する事が望ましい。

【００４７】図１７は、本発明を実施するトランスミッ
タのブロック図である。しきい値ユニット４９０はエン
コーダ、つまりマッパ５０から生ずるアナログ信号の規
模を監視する。また、エンコーダへの入力のときにアナ
ログ信号の規模を監視することも可能である。エンコー
ダ５０からの信号の規模に基づいて、しきい値ユニット
４９０はマッパに入力を行い、それによってマッパはシ
ンボルコンステレーションをスイッチさせる。しきい値
ユニット４９０はまた、レシーバーにシンボルコンステ
レーションが変わることを知らせる信号を発する。この
情報はレシーバーにさまざまな方法で伝送される。例え
ば、しきい値ユニット４９０は入力時に来るコンステレ
ーションの変化を示すデジタル信号を送り込むことも可
能である。しきい値ユニット４９０はコンパレータ等の
ハードウェアを使って構成してもよいし、マイクロプロ
セッサやマイクロコンピュータによって実行されるソフ
トウェアプログラムであってもよい。

【００４８】しきい値処理もさまざまな方法で実行され
ることが可能である。コンステレーションを変えるため
に、単一のしきい値を使用することもできる。例えば、
アナログ信号の振幅が所定のしきい値以下に下がったと
き、高密度のコンステレーションが使用され、アナログ
信号の振幅がしきい値より上がると、より低密度のコン
ステレーションが使用されるようになる。しきい値は、
コンステレーションのシンボル点を囲む領域のサイズに
基づいて決められる。例えばしきい値は、アナログ信号
振幅が信号点と信号点を囲む領域の境界の間の距離の８
０％を越えるとそのアナログ信号振幅を検知するよう決
定される。図１６では、点線５１０でこのタイプのしき
い値を表す。

【００４９】上記以外のしきい値処理の方法を使用する
ことも可能である。例えば、高密度から低密度コンステ
レーションにスイッチする時を決定するためにより高い
しきい値を使用することができるし、また低密度から高
密度コンステレーションにスイッチする時を決定するた
めに低いしきい値を使用することもできる。このタイプ
のしきい値処理方法を使って、プロセスにヒステリシス
を加えることが可能である。複数のコンステレーション
が使用されるとき、いつ低密度から高密度コンステレー
ションに移行するか、もしくはいつ高密度から高密度コ
ンステレーションに移行するかを決定するのにいくつか
のしきい値を使用し得る。

【００５０】別の実施例において、アナログ信号の一つ
もしくは複数の特性が所定時間監視され、一つもしくは
複数のしきい値と比較される。監視される特性はアナロ
グ信号全体のものであってもよいし、一つもしくは複数
のアナログ信号の直交成分であってもよい。振幅、ピー
ク振幅、平均振幅や振幅の種類といった特性が監視され
得る。特性を一つもしくは複数のしきい値と比較した
後、コンステレーションは即座に変えられてもよいし、
所定の時間に変わるように特定されていてもよい。この
所定の時間は、信号特性を監視する時間と関係があって
もよい。例えば、アナログ信号の振幅の平均が期間Ｐで
とられる場合であって、しきい値との比較によりコンス
テレーションを変える必要がある場合、その変化は期間
Ｐの終了後一定時間が経ってから実行され得る。別の実
施例では、期間Ｐ中に検出されたピークアナログ信号振
幅は一つもしくは複数のしきい値と比較され、コンステ
レーションを変える必要がある場合、期間Ｐと無関係な
所定の期間後でないと実行されない。

【００５１】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。

【００５２】

【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、ア
ナログ信号とデジタル信号とを非多重化かつ同一周波数
帯に共存するように同時に伝送する方法が提供される。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来技術に係るモデムの基本的な構造を示す図
である。

【図２】図１のシステムに対する信号空間および信号コ
ンステレーションの一例を示す図である。

【図３】ＱＡＭアナログシステムの信号空間を示す図で
ある。

【図４】交互デジタル／アナログシステムの信号空間を
示す図である。

【図５】複合デジタル／アナログシステムの信号空間を
示す図である。

【図６】複合デジタル／アナログシステムのトランスミ
ッタ部の一実施例を示す図である。

【図７】直交変調法の一アプローチを示す図である。

【図８】図５に示された信号空間を形成するベクトル付
加を示す図である。

【図９】複数個のアナログ信号源からの信号が同時に送
出されることを許可する配置を示す図である。

【図１０】レシーバ内の本発明の原理に従う主要な素子
を示す図である。

【図１１】適応等化を含むレシーバを示すブロック図で
ある。

【図１２】モデム全体を示すブロック図である。

【図１３】図１２に示されたモデムとわずかに異なった
実施例を示す図である。

【図１４】アナログサンプリング信号をスクランブルす
るための構造の一例を示す図である。

【図１５】各信号点の周辺領域をアナログ信号で占める
ことが可能な４シンボル（信号点）コンステレーション
を示す図である。

【図１６】各信号点の周辺領域を低い振幅のアナログ信
号で占めることが可能な高密度シンボル（信号点）コン
ステレーションを示す図である。

【図１７】本発明の実施例のトランスミッタのブロック
図である。

【符号の説明】

２０ プリエンファシス回路 ３０ Ａ／Ｄコンバータ ３１ エネルギー検出器 ３２ スイッチ ４０ マルチプレクサ ５０ １−ｔｏ−２マッパ ５５ レジスタ ５６ スクランブリングネットワーク ５７ レジスタ ５８ レジスタ ６０ １−ｔｏ−２マッパ ９０ 直交変調器 １００ トランスミッタ １１０ １−ｔｏ−２マッパ １２０ 変調器 １３０ 変調器 １５０ ローパスフィルタ １６０ ローパスフィルタ ２００ レシーバ ２１０ 復調器 ２２０ スライサ ２３０ デマッパ ２４０ マッパ ２７０ デマッパ ２７５ デマルチプレクサ ２７６ デマッパ ２８０ 適応フィルタ ２９０ タップ更新ブロック ２９５ コントローラ ３００ ハイブリッド ３２０ エコーキャンセラ ４９０ しきい値ユニット ５００ マッパ

フロントページの続き (72)発明者 ケンネス デビッド コー アメリカ合衆国、フロリダ、クリアウォー ター、セイバー ドライブ 2956 (72)発明者 ルーク ジェイ． スミスウィック アメリカ合衆国、フロリダ、ニュー ポー ト リッチェイ、グリムズビィ レイン 7907

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１信号のエネルギーをモニタするステ
   ップと、 前記エネルギーに基づいて、異なった信号点密度を有す
   る複数の信号点コンステレーションから第１信号点コン
   ステレーションを選択するステップと、 前記第１信号点コンステレーションに属する信号点を規
   定する第２信号に第１信号を加えてコンバイン信号を生
   成するステップと、 前記コンバイン信号を伝送するステップとからなること
   を特徴とする通信方法。
2. 【請求項２】 前記第１信号のエネルギーをモニタする
   ステップが前記第１信号の振幅をモニタすることを含む
   ことを特徴とする請求項１の方法。
3. 【請求項３】 前記モニタするステップが、所定の期間
   前記振幅の平均をとりその平均値をしきい値と比較する
   ことを含むことを特徴とする請求項２の方法。
4. 【請求項４】 前記エネルギーをモニタするステップが
   所定の期間第１信号のピーク振幅をモニタすることを含
   むことを特徴とする請求項１の方法。
5. 【請求項５】 前記第１信号のエネルギーをモニタする
   ステップが、前記第１信号の振幅としきい値を比較する
   ことを含むことを特徴とする請求項１の方法。
6. 【請求項６】 前記第１コンステレーションを選択する
   ステップが、前記第１信号の振幅が第１しきい値を越え
   た場合、低密度の信号点を有するコンステレーションを
   選択し、前記振幅が第２しきい値を越えた場合、より高
   い密度の信号点を有するコンステレーションを選択する
   ことを特徴とする請求項１の方法。
7. 【請求項７】 前記エネルギーをモニタする前記ステッ
   プが、前記第１信号の直交成分をモニタすることを特徴
   とする請求項１の方法。
8. 【請求項８】 信号コンステレーションを所定の時刻に
   変化させるステップをさらに有することを特徴とする請
   求項１の方法。