JPH04109835A - 交流無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流スイッチ回路を介して複数系統の電力源
の出力を切り替えて無停電で負荷に交流電力を供給する
交流無停電電源装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来、交流無停電電源装置においては、同期した複数系
統（通常商用交流電源とインバータ交流電源の２系統）
の電力源を併用して常時は所定の一方の電力源から負荷
に給電し、該電力源が故障した場合は瞬時に他方の電力
源に切換えて負荷への給電を瞬断することなく続行して
いる。従来、上記切替に用いられる交流スイッチ回路に
はサイリスタが多く用いられるが、サイリスタは動作特
性上非自己消弧形であるために、ゲート信号（制御信号
）をオフにしてもサイリスタを流れる電流が保持電流以
下にならないとサイリスタ自体がオフせず、下記のよう
な問題かあった。

（１）給電切換の際に両方の電力源側のサイリスタが一
定期間導通状態になる可能性があり、この場合両型力源
間で過大な電流が横流となって流れて装置を破壊する。

（２）前項の事故を防止するためには、切換時に一定期
間だけ両電力源側のサイリスタを遮断状態にしなければ
ならず、無瞬断の給電ができない。

（３）前記両頂の問題を防止するためには、サイリスタ
を適時強制的に遮断状態にする複雑な転流回路を必要と
する。

そこで出願人は、先に特開昭６４−８８３７号（特願昭
６２−１６３６４９号）において、サイリスクを用いた
交流スイッチ回路を用いる場合の上記問題点を解決する
ことができる交流無停電電源装置を提案した。第３図は
この種の交流無停電電源装置の概略構成を示す回路図で
ある。同図において、１は商用交流電源、２は公知のイ
ンバータ交流電源、３は負荷、４は第１の交流スイッチ
回路、５は第２の交流スイッチ回路、６は商用電源電圧
検出回路、７はインバータ電圧検出回路、８は変流器、
９は電流検出回路、１０はスイッチ制御回路である。こ
の例では、商用電源電圧検出回路６及びインバータ電圧
検出回路７によって電源電圧検出器が構成され、変流器
８及び電流検出回路９によって負荷電流を検出する負荷
電流検出器が構成されている。スイッチ制御回路１０は
、電源電圧検出器（６，７）及び負荷電流検出器（８，
９）からの出力を入力として無停電で負荷へ交流電力を
供給するように交流スイッチ回路（４，５）のサイリス
タＡ〜Ｄに制御信号（ゲート信号）を供給する。そして
このスイッチ制御回路１０は、電源電圧と負荷電流の位
相差を判定し、電源電圧と負荷電流とに位相差があると
きには負荷電流に同期した制御信号を出力し、電源電圧
と負荷電流とに位相差が無いか又は出力電流が流れてい
ないときには電源電圧に同期した制御信号を発生するよ
うに構成されている。

第４図は負荷がリアクトル等の遅れ負荷の場合における
従来の装置の動作を示すタイミングチャートである。リ
アクトル等の遅れ負荷の場合には、電源電圧Ｖ１及びＶ
２の位相と負荷電流ｉの位相には差が発生する。このよ
うな場合、スイッチ制御回路１０は、負荷電流ｉに同期
した制御信号を第１及び第２の交流スイッチ回路４及び
５のサイリスタＡ−Ｄに供給する。具体的には、負荷電
流ｉをゼロクロスコンパレートして電流位相信号■を発
生する。電流位相信号Ｉは、通常の負荷（抵抗負荷、単
なる誘導負荷）の場合には、デユーティ比（Ｔｌ　／　
（Ｔｌ　＋Ｔ２　）　）が実質的に５０％になる。スイ
ッチ制御回路１０は、電流位相信号■に基いて負荷電流
に同期した制御信号を出力する。商用電源電圧Ｖｌが負
荷に印加されている場合には、第１の交流スイッチ回路
４のサイリスタＡのゲートに電流位相信号■と同相のゲ
ート信号Ｓａが与えられ、サイリスタＢのゲートにはゲ
ート信号Ｓａとは逆相のゲート信号ｓｂが与えられる。

電源がインバータ交流電源２に切り替えられると、第１
の交流スイッチ回路４への制御信号の供給は停止されて
、第２の交流スイッチ回路５への制御信号の供給が開始
される。第２の交流スイッチのサイリスタＣのゲートに
は、電流位相信号■と同相のゲート信号Ｓｃが与えられ
、サイリスタＤのゲートにはゲート信号Ｓｃとは逆相の
ゲート信号Ｓｄが与えられる。

ここで時刻ｔ１において商用交流電源の電圧低下を検出
して電源の切換指令が出され、商用交流電源１側からイ
ンバータ交流電源２側に給電切換動作が行われると仮定
する。商用交流電源１側のサイリスタＢのゲート信号ｓ
ｂは時刻ｔ２でオフとなるが、サイリスタＢを流れる負
荷電流ｉが保持電流以下になる時刻ｔ２までの期間Ｔ３
の間中サイリスタＢはオフしない。そして時刻ｔ１にお
いて、ゲート信号Ｓｄが発生するために、第２の交流ス
イッチ回路５のサイリスタＤか導通してインバータ交流
電源２から負荷３への電力の供給が可能になる。時刻ｔ
２で、サイリスタＢを流れる負荷電流ｉが保持電流以下
になると、サイリスタＢが遮断し、以後第２の交流スイ
ッチ回路５のサイリスタＣ及びＤが負荷電流に同期した
制御信号（Ｓ　ｃ、　　Ｓ　ｄ）によって交互に導通し
て、インバータ交流電源２から負荷３への電力供給の切
換がスムーズに行われる。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら従来の装置において、負荷３として、進み
位相の負荷が用いられると、前述の遅れ負荷が用いられ
る場合と同様に、第５図に示すように電流位相信号■に
同期した制御信号が交流スイッチ回路４及び５の各サイ
リスタに供給されることになるが、出力電圧が不安定と
なって出力電圧の波形が歪む問題がある。インバータ給
電の場合を例にとって説明すると、通常の運転状態にお
いて、一方のサイリスタＤへの制御信号Ｓｄの供給が停
止され他方のサイリスタＣへの制御信号ＳＣの供給が開
始された時点ｔ３から時刻ｔ４までの期間Ｔ４の間は、
インバータ交流電源の電源電圧ｖ２は反転しない。この
ことが原因となって期間Ｔ４において出力電圧Ｅに歪み
が発生する。実験によると出力電圧Ｅの歪率は１０％以
上になることもあり、負荷の一部にトランス、リレー、
モータ等が接続されている場合には、これらの部品にお
ける発熱量が非常に大きくなる問題が発生する。

また負荷３としてコンデンサが挿入された整流装置（コ
ンデンサ・インプット形整流負荷）が接続される場合に
も出力電圧Ｅが歪む問題がある。

第６図は、整流負荷が接続された場合のタイミングチャ
ートであり、整流負荷が接続されたときの負荷電流ｉは
、電源電圧の最大値付近に対応する所定期間のみ電流が
流れる不連続な電流となる。

そのため、電流位相信号■は図示のようにＴＩ　＜Ｔ２
となり、デユーティ比は５０％より小さくなる。

従来の装置では、負荷電流のゼロクロス点を制御信号の
立ち上がり又は立ち下がりの基準点として負荷電流に同
期した制御信号を出力するため、各サイリスタＡ−Ｄの
ゲートに供給されるゲート信号Ｓ　ａ　−Ｓ　ｄのデユ
ーティ比も電流位相信号■のデユーティ比と同様になる
。このようなゲート信号５ａ−８ｄにより第１及び第２
の交流スイッチ回路４及び５のサイリスタが制御される
装置の出力電圧Ｅ即ち負荷３の負荷電圧は、サイリスタ
のゲート信号と負荷電流ｉとが共にオフの期間Ｔ５の間
は出力されず、出力電圧Ｅの波形は図示のように非常に
歪んだ波形になる。このように整流負荷の場合でも負荷
への給電及び給電切換は行えるものの、装置の出力電圧
Ｅの歪率が大きくなり、負荷側に接続したトランス、リ
レー等のコイルを有する電子部品の発熱量が増大すると
いう問題がある。

また従来の装置では、切替指令が出された時点ｔ１から
実際に電源が切り替わる時点ｔ２までに、最長で商用周
波数の半周期の時間がかかり、連応性という点からみて
信頼性が低下するという問題があった。

本発明の目的は、負荷への給電電源の切換に当り、電源
間に横流を生ずることなく給電が無瞬断で続行され、し
かも進み負荷又は整流負荷の場合にも出力電圧の波形が
歪むことのない交流無停電電源装置を提供することにあ
る。

［課題を解決するための手段］ 本発明が改良の対象とする交流無停電電源装置は、図面
に示した実施例に見られるように、互いに同期した複数
系統の交流電力源（１，２）と、これら複数系統の交流
電力源（１，２）と負荷３との間にそれぞれ設けられ制
御信号に応じて制御されて交流電力を負荷へ供給する複
数の交流スイッチ回路（１４，１５）と、無停電で負荷
３へ交流電力を供給するように電源を切り替えるために
交流スイッチ回路（１４，１５）に制御信号を供給する
スイッチ制御回路１００とを具備する。

本発明においては、交流スイッチ回路（１４゜１５）を
交流入力端子が交流電力源（１，２）の出力端子の一端
と負荷３との間に接続されたブリフジ形整流回路（Ｄｉ
〜Ｄ４．Ｄｌｌ〜Ｄ１４）と、該ブリッジ形整流回路の
一対の直流出力端子間に接続されて制御信号により導通
・遮断が制御される自己消弧形半導体素子（ＧＴＯＩ　
、ＧＴＯ２）とから構成する。

請求項２の発明では、複数系統の交流電力源が商用交流
電力源１とインバータ交流電力源２とからなる。そして
スイッチ制御回路１００が、電源切り替え時に、商用交
流電源１に接続された交流スイッチ回路１４及びインバ
ータ交流電源２に接続された交流スイッチ回路１５のう
ち、遮断状態にある交流スイッチ回路には制御信号とし
て導通信号を与え且つ導通状態にある交流スイッチ回路
には制御信号として遮断信号を与える。

［作　用コ 本発明によれば、ブリッジ形整流回路（ＤＩ〜Ｄ４．Ｄ
ｌｌ〜Ｄ１４）の直流出力端子間に自己消弧形半導体素
子（ＧＴＯＩ　、ＧＴＯ２”）を配置したことにより、
１個の自己消弧形半導体素子（ＧＴｏｌ　、ＧＴＯ２）
を通して交流電力を１つの交流電力源から負荷に供給す
ることができる。そのため従来２個のサイリスタを交互
にオン・オフしていた場合に、電流と電圧の位相差が原
因となって生じていた出力波形の歪みの問題が発生する
ことがない。

また自己消弧形半導体素子（ＧＴＯＩ、ＧＴＯ２）は遮
断信号の入力によって直ちに遮断することができる上、
交流スイッチ回路（１４，１５）中の自己消弧形半導体
素子は、導通信号が入力された場合には交流電力源の出
力極性と無関係にいつでも導通状態になるため、電源切
替指令の発生と同時に電源の切替を行うことができ、装
置の信頼性が向上する。

「実施例コ 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。装置
の基本構成は、第３図に示した交流無停電電源装置と同
じであり、異なる点は交流スイッチ回路１４及び１５と
スイッチ制御回路１００の構成である。ここで交流スイ
ッチ回路１４及び１５は、４個のダイオードＤ１〜Ｄ４
及びＤＩｌ〜Ｄ１４をブリッジ接続してなるブリッジ形
整流回路と自己消弧形半導体素子であるゲートターンオ
フサイリスタＧＴＯＩ及びＧＴＯ２とがら構成される。

交流スイッチ回路１４において、ダイオードＤ１のアノ
ードとダイオードＤ３のカソードとの接続部及びダイオ
ードＤ２とダイオードＤ４との接続部が、それぞれ交流
入力端子を構成している。またダイオードＤ１とダイオ
ードＤ２のカソードの接続点及びダイオードＤ３とダイ
オードＤ４のカソードの接続点がそれぞれ直流出力端子
を構成しており、この直流出力端子の間にゲートターン
オフサイリスタＧＴＯＩが順方向に接続されている。

交流スイッチ回路１５も同様に、ダイオードＤｌｌのア
ノードとダイオードＤ１３のカソードとの接続部及びダ
イオードＤ１２とダイオードＤ１４との接続部が、それ
ぞれ交流入力端子を構成している。またダイオードＤｌ
ｌとダイオードＤＩ２のカソードの接続点及びダイオー
ドＤ１３とダイオードＤ１４のカソードの接続点がそれ
ぞれ直流出力端子を構成しており、この直流出力端子の
間にゲートターンオフサイリスタＧＴＯ２が順方向に接
続されている。

ゲートターンオフサイリスタＧＴＯＩ及びＧＴＯ２には
、スイッチ制御回路１００から第２図に示したゲート信
号Ｓ１及びＳ２が入力される。この実施例では、通常は
商用交流電源１が交流電力源として用いられているため
、スイッチ制御回路１００は、時刻ｔ１において電源切
替指令が出るまではゲートターンオフサイリスタＧＴＯ
Ｉに導通信号をゲート信号Ｓ１として供給し、電源切替
指令が出ると同時にゲート信号Ｓ１を遮断信号に変え且
つゲートターンオフサイリスタＧＴＯ２にゲート信号Ｓ
２として導通信号を供給するように構成されている。ス
イッチ制御回路１００内には、商用電源電圧検出回路６
またはインバータ電圧検出回路７からの出力に基づいて
電源の異常を検出すると、電源切替指令を発生する回路
が含まれている。

この実施例では商用交流電源１が正常な場合には、スイ
ッチ制御回路１００からゲートターンオフサイリスタＧ
ＴＯ１のゲートにゲート信号ｓ１として連続した導通信
号か供給されている。従って電源１から一方の極性の半
波が出力されているときには、電源１→ダイオードＤ１
→ゲートターンオフサイリスタＧＴＯＩ→ダイオードＤ
４→負荷３−電源１の経路で電流が流れ、他方の極性の
半波が出力されているときには、電源１→負荷３→ダイ
オードＤ２→ゲートターンオフサイリスタＧＴＯＩ→ダ
イオードＤ３→電源１の経路で電流が流れる。このよう
に本発明で用いる交流スイッチ回路を用いると、負荷条
件のいかんにかかわらず、交流電流は１つのゲートター
ンオフサイリスタＧＴＯ１を通して流れることになるた
め、出力電圧Ｅに歪みが発生することはほとんどない。

時刻ｔ１で電源１の異常が検出されて電源切替指令が出
力されると、スイッチ制御回路１００はゲートターンオ
フサイリスタＧＴＯＩに逆極性の遮断信号（負のゲート
電流）を出力してゲートターンオフサイリスタＧＴＯＩ
を瞬時にターンオフすなわち遮断させると同時に、ゲー
トターンオフサイリスタＧＴＯ２のゲートに導通信号を
与えてサイリスタＧＴＯ２を導通させ、交流電力源を商
用交流電源１からインバータ交流電源に切替える。

交流スイッチ回路１５の動作は、前述の交流スイッチ回
路１４の場合と同様である。

尚本実施例によると出力電圧Ｅの歪率を１％以下にでき
ることが確認された。

上記実施例は、常時は商用交流電源から負荷へ給電し、
異常時にインバータ交流電源から負荷へ給電する装置に
本発明を適用した例であるが、常時はインバータ交流電
源から負荷へ給電し、インバータが故障した場合には商
用交流電源から負荷へ電力を供給する装置に本発明を適
用できるのは勿論である。

［発明の効果］ 本発明のようにブリッジ形整流回路の直流出力端子間に
自己消弧形半導体素子を配置した交流スイッチ回路を用
いると、１個の自己消弧形半導体素子を通して交流電力
を負荷に供給することができるため、従来２個のサイリ
スタを交互にオン・オフさせていた場合と比べて出力波
形の歪率が大幅に小さくなる利点がある。

また自己消弧形半導体素子は遮断信号の入力によって直
ちに遮断できる上、交流スイッチ回路の自己消弧形半導
体素子は導通信号が入力されていれば交流電力源の出力
極性と無関係にいつでも導通状態になるため、電源切替
指令の発生と同時に電源の切替を行うことができ、装置
の信頼性が大幅に向上する利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の構成を示す回路図、第２図は
第１図の実施例の動作を説明するタイミングチャート、
第３図は従来の交流無停電電源装置の基本構成を示す回
路図、第４図は負荷が遅れ負荷の場合の従来の装置の動
作を説明するタイミングチャート、第５図は負荷が進み
負荷の場合の従来の装置の動作を説明するタイミングチ
ャート、第６図はコンデンサを含む整流負荷に電力を供
給する場合の従来の装置の動作を説明するタイミン負荷
、４，５．１４．１５・・・交流スイッチ回路、６・・
・商用電源電圧検出回路、７・・・インバータ電圧検出
回路、９・・・電流検出回路、１０．１００・・・スイ
ッチ制御回路、Ａ−Ｄ・・・サイリスタ、ＧＴＯＩ　。 ＧＴＯ２・・・ゲートターンオフサイリスタ、Ｄ１〜Ｄ
４．Ｄｌｌ〜Ｄ１４・・・ダイオード。 第 図 第 図 第 図 第 図 第 図 第 図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）互いに同期した複数系統の交流電力源と、これら
   複数系統の交流電力源と負荷との間にそれぞれ設けられ
   制御信号に応じて制御されて交流電力を前記負荷へ供給
   する複数の交流スイッチ回路と、 無停電で前記負荷へ交流電力を供給するように電源を切
   り替えるために前記交流スイッチ回路に制御信号を供給
   するスイッチ制御回路とを具備してなる交流無停電電源
   装置において、 前記交流スイッチ回路は、一対の交流入力端子が前記交
   流電力源の出力端子の一端と前記負荷との間に接続され
   たブリッジ形整流回路と、該ブリッジ形整流回路の一対
   の直流出力端子間に接続されて前記制御信号により導通
   ・遮断が制御される自己消弧形半導体素子とからなるこ
   とを特徴とする交流無停電電源装置。
2. （２）前記複数系統の交流電力源は、商用交流電電源と
   インバータ交流電源とからなり、前記スイッチ制御回路
   が、電源切り替え時に、商用交流電源に接続された交流
   スイッチ回路及びインバータ交流電源に接続された交流
   スイッチ回路のうち、遮断状態にある交流スイッチ回路
   には前記制御信号として導通信号を与え且つ導通状態に
   ある交流スイッチ回路には前記制御信号として遮断信号
   を与えることを特徴とする交流無停電電源装置。