JPH0382362A - Gate driving circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、制御回路からのオン・オフ信号を絶縁変換し
てＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）の
ゲート・エミッタ間に供給するゲート駆動回路に関する
。Detailed Description of the Invention (Industrial Application Field) The present invention relates to a gate drive circuit which insulates and converts on/off signals from a control circuit and supplies them between the gate and emitter of an IGBT (insulated gate bipolar transistor). Regarding.
（従来の技術）
従来、この種のゲート駆動回路としては第２図に示す回
路構成のものがよく知られている。すなわち第２図にお
いて、パルストランス３の１次巻線の一方の端子は電源
Ｖｃｃに、他方の端子は制御回路からの制御信号が加え
られるスイッチ１に、また、１次巻線間にはパルストラ
ンスリセット回路２が接続されており、パルストランス
３の２次巻線にゲート廓動用電圧を発生させるようにな
っている。(Prior Art) Conventionally, as this type of gate drive circuit, a circuit configuration shown in FIG. 2 is well known. That is, in FIG. 2, one terminal of the primary winding of the pulse transformer 3 is connected to the power supply Vcc, the other terminal is connected to the switch 1 to which the control signal from the control circuit is applied, and the pulse A transformer reset circuit 2 is connected to generate a voltage for gate rotation in the secondary winding of the pulse transformer 3.
パルストランス３の２次巻線の一方の端子と工ＧＢＴ７
のゲート間にはダイオード５，９及び抵抗６の直列回路
が接続され、またダイオード５と並列に抵抗４が接続さ
れていると共に、ダイオード５，９の接続点にはＰＮＰ
トランジスタ１３のベースと抵抗ＩＯの一端とが接続
されている。更に。Connect one terminal of the secondary winding of pulse transformer 3 and GBT7
A series circuit of diodes 5 and 9 and a resistor 6 is connected between the gates of , and a resistor 4 is connected in parallel with the diode 5, and a PNP
The base of transistor 13 and one end of resistor IO are connected. Furthermore.
ダイオード９と抵抗６との接続点にはＰＮＰ トランジ
スタ１２のエミッタと、抵抗１１を介して前記トランジ
スタ１３のエミッタとが接続され、トランジスタ１２の
ベースはトランジスタ１３のエミッタに接続されている
。そして、パルストランス３の２次巻線の他方の端子と
、抵抗１０の他端と、トランジスタ１２．１３のコレク
タとはＩＧＢＴ７のエミッタに接続されている。The emitter of a PNP transistor 12 and the emitter of the transistor 13 are connected to the connection point between the diode 9 and the resistor 6 via the resistor 11, and the base of the transistor 12 is connected to the emitter of the transistor 13. The other terminal of the secondary winding of the pulse transformer 3, the other end of the resistor 10, and the collectors of the transistors 12 and 13 are connected to the emitter of the IGBT 7.
このような構成において、制御信号によりスイッチｌを
オンさせるとパルストランス３の２次巻線に電圧が誘起
され、ダイオード５，９及び抵抗６を通してＩＧＢＴ７
のゲート・エミッタ間容量８が充電され、ＩＧＢＴ７が
オンする。次に、スイッチ１がオフするとパルストラン
ス３の２次巻線にはオン時とは逆極性のリセット電圧が
発生し。In such a configuration, when the switch l is turned on by a control signal, a voltage is induced in the secondary winding of the pulse transformer 3, and the voltage is induced in the secondary winding of the pulse transformer 3, passing through the diodes 5, 9 and the resistor 6 to the IGBT 7.
The gate-emitter capacitance 8 is charged, and the IGBT 7 is turned on. Next, when the switch 1 is turned off, a reset voltage with a polarity opposite to that when the switch is turned on is generated in the secondary winding of the pulse transformer 3.
このリセット電圧とＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間容
量８に蓄積されている電荷とにより、ダーリントン接続
されたトランジスタ１３．１２にベース電流が流れ、ま
ず最初に前段のトランジスタ１３がオンする。このトラ
ンジスタ１３のオンにより、後段のトランジスタ１２の
ベース電流が増加してトランジスタ１２がオンする。こ
の結果、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間容量８に蓄積
されている電荷は、抵抗６、トランジスタ１２のエミッ
タ、コレクタの経路で放電され、ＩＧＢＴ７がオフする
。Due to this reset voltage and the charge accumulated in the gate-emitter capacitance 8 of the IGBT 7, a base current flows through the Darlington-connected transistors 13 and 12, and first the transistor 13 in the previous stage is turned on. When this transistor 13 is turned on, the base current of the transistor 12 in the subsequent stage increases, and the transistor 12 is turned on. As a result, the charge accumulated in the gate-emitter capacitance 8 of the IGBT 7 is discharged through the path of the resistor 6, the emitter and the collector of the transistor 12, and the IGBT 7 is turned off.
（発明が解決しようとする課題）
上述した従来のゲート駆動回路において、制御回路から
のオンまたはオフ信号により、ＩＧＢＴがターンオンま
たはターンオフ動作を完了するまでの時間（ターンオン
タイムまたはターンオフタイム）を短くするためにゲー
ト抵抗６を小さくしていくと、ターンオンまたはターン
オフ時のＩＧＢＴ７のコレクタ電流の変化率ｄ Ｉ／ｄ
ｔまたは−ｄ Ｉ／ｄ ｔの最大値が大きくなる。そ
の結果、ターンオフ時には、ＩＧＢＴ７のコレクタ・エ
ミッタ間電圧のハネ上がりが大きくなり、また、ターン
オン時には、ＩＧＢＴ７をインバータやチョッパ等の電
力変換装置に用いている場合に、このＩＧＢＴ７に直列
に接続されている他の半導体素子におけるハネ上がり電
圧が大きくなってしまう。(Problems to be Solved by the Invention) In the conventional gate drive circuit described above, it is possible to shorten the time (turn-on time or turn-off time) until the IGBT completes the turn-on or turn-off operation by an on or off signal from the control circuit. Therefore, when the gate resistance 6 is made smaller, the rate of change of the collector current of the IGBT 7 during turn-on or turn-off, d I/d
t or -d I/d The maximum value of t increases. As a result, at turn-off, the voltage between the collector and emitter of IGBT 7 increases significantly, and at turn-on, when IGBT 7 is used in a power conversion device such as an inverter or chopper, the IGBT 7 is connected in series. The rising voltage in other semiconductor elements becomes large.
このため、ゲート抵抗６の調節によってターンオンタイ
ムまたはターンオフタイムを短くしようとしても限界が
あった。For this reason, there are limits to attempts to shorten the turn-on time or turn-off time by adjusting the gate resistor 6.
一方、ゲート抵抗６を大きくすればハネ上がり電圧を抑
制することができるが、そうするとターンオンタイムま
たはターンオフタイムが長くなってしまい、このＩＧＢ
Ｔ７をインバータやチョッパ等の電力変換装置に用いた
場合にその制御性能が低下してしまうという問題があっ
た。On the other hand, if the gate resistance 6 is made larger, it is possible to suppress the rising voltage, but then the turn-on time or turn-off time becomes longer, and this IGB
When T7 is used in a power conversion device such as an inverter or a chopper, there is a problem in that the control performance thereof deteriorates.
本発明は上記問題点を解決するために提案されたもので
、その目的とするところは、ＩＧＢＴのターンオンタイ
ムまたはターンオフタイムの短縮により各種電力変換装
置の制御性能を６向上させ、しかもターンオンまたはタ
ーンオフ時におけるハネ上がり電圧の抑制を可能にした
ゲート駆動回路を提供することにある。The present invention has been proposed to solve the above problems, and its purpose is to improve the control performance of various power conversion devices by shortening the turn-on time or turn-off time of IGBTs, and to It is an object of the present invention to provide a gate drive circuit that makes it possible to suppress the rising voltage when the voltage rises.
（課題を解決するための手段）
上記目的を達成するため、本発明は、ツェナーダイオー
ドとコンデンサとの直列回路をＩＧＢＴのゲート・エミ
ッタ間に接続したものである。ここで、ツェナーダイオ
ードのツェナー電圧をＩＧＢＴのゲート・エミッタ間電
圧のしきい値の近辺に選び、またＩＧＢＴのオン期間に
おけるゲート・エミッタ間電圧の定常値を、前記ツェナ
ー電圧としきい値電圧との和の近辺に選ぶ、そして、ツ
ェナーダイオードと直列に接続されるコンデンサの容量
値を、ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間容量値に対して十
分に大きな値とするものである。(Means for Solving the Problems) In order to achieve the above object, the present invention connects a series circuit of a Zener diode and a capacitor between the gate and emitter of an IGBT. Here, the Zener voltage of the Zener diode is selected near the threshold of the gate-emitter voltage of the IGBT, and the steady-state value of the gate-emitter voltage during the on-period of the IGBT is set to be the same as the Zener voltage and the threshold voltage. The capacitance value of the capacitor connected in series with the Zener diode is selected to be close to the sum, and the capacitance value of the capacitor connected in series with the Zener diode is set to a value sufficiently large compared to the gate-emitter capacitance value of the IGBT.
（作用）
本発明によれば、ＩＧＢＴのゲート抵抗（抵抗値Ｒｇ）
を小さくした場合、ＩＧＢＴのターンオン時にそのゲー
ト・エミッタ間容量を充電する過程において、ゲート・
エミッタ間電圧Ｖ（ｌがツェナー電圧Ｖｚに達するまで
は、ゲート抵抗値Ｒｇとゲート・エミッタ間容量値Ｃｉ
ｓ ｓとによって決まる時定数（Ｒｌｃｉｓｓ）によ
り、ゲート・エミッタ間容量が急速に充電される。そし
て、ゲート・エミッタ間電圧Ｖｏｇがツェナー電圧Ｖｚ
を越えると、ツェナーダイオードを通してこれに直列接
続されたコンデンサに対しても充電が開始される。この
ため、ゲート・エミッタ間容量は、その容量値ＣＸ５ｓ
と前記コンデンサの容量値Ｃｚとの和と、ゲート抵抗値
Ｒｇとによって決まる時定数（Ｒｇ（Ｃｉｓｓ＋Ｃｚ）
）で緩やかに充電される。(Function) According to the present invention, the gate resistance (resistance value Rg) of the IGBT
When the IGBT is turned on, the gate-emitter capacitance is charged.
Until the emitter voltage V (l reaches the Zener voltage Vz, the gate resistance Rg and the gate-emitter capacitance Ci
The gate-emitter capacitance is rapidly charged by the time constant (Rlciss) determined by ss. Then, the gate-emitter voltage Vog is the Zener voltage Vz
When the voltage exceeds the voltage, the capacitor connected in series with the Zener diode also begins to be charged. Therefore, the gate-emitter capacitance is its capacitance value CX5s
and the capacitance value Cz of the capacitor, and the time constant (Rg(Ciss+Cz)) determined by the gate resistance value Rg.
) will charge slowly.
この時、ツェナー電圧Ｖｚはゲート・エミッタ間電圧の
しきい値Ｖａｔ＜丁ｈ）に近い値であるため、制御回路
からオン信号が出力されてからゲート・エミッタ間電圧
Ｖａｇがしきい値ＶＧＩ＋（丁ｈ）に到達してＩＧＥＴ
が実際にターンオンし始めるまでの時間を短くすること
ができる。更に、その後はゲート・エミッタ間容量の充
電速度が緩やかになって安定化するため、ＩＧＢＴのコ
レクタ電流のｄＩ／ｄｔの最大値を抑制するように作用
する。At this time, since the Zener voltage Vz is close to the gate-emitter voltage threshold value Vat<Dh), the gate-emitter voltage Vag increases to the threshold value VGI+( Reach Ding h) and get IGET
can shorten the time it takes for the engine to actually start turning on. Furthermore, after that, the charging speed of the gate-emitter capacitance slows down and stabilizes, which acts to suppress the maximum value of dI/dt of the collector current of the IGBT.
次に、ＩＧＢＴのターンオフ時にそのゲート・エミッタ
間容量に蓄えられた電荷を放電する過程において、ゲー
ト・エミッタ間電圧ＶＯＲがツ、エナーダイオードに直
列接続されたコンデンサの電圧（ＩＧＢＴのオン期間中
にＶＧＨの定常値とツェナーダイオードのツェナー電圧
Ｖｚとの差電圧に充電されている）に達するまでは、ゲ
ート抵抗値Ｒｇとゲート・エミッタ間容量値Ｃ１５ｓと
で決まる時定数（Ｒｇ−Ｃｉｓｓ）により急速に放電さ
れる。Next, in the process of discharging the charge stored in the gate-emitter capacitance when the IGBT is turned off, the gate-emitter voltage VOR is reduced to the voltage of the capacitor connected in series with the ener diode (during the IGBT's on period) Until the voltage reaches the difference voltage between the steady-state value of VGH and the Zener voltage Vz of the Zener diode, it is rapidly charged due to the time constant (Rg-Ciss) determined by the gate resistance value Rg and the gate-emitter capacitance value C15s. is discharged.
そして、ゲート・エミッタ間電圧ＶＧＩ＋が前記コンデ
ンサの電圧よりも低くなると、ツェナーダイオードを通
して前記コンデンサからの放電も始まる。このため、ゲ
ート・エミッタ間容量の放電は、前記充電時と同様の時
定数（Ｒｇ（Ｃｉｓｓ＋ Ｃｚ ））に従って緩やかに
行なわれる。この時、前記コンデンサが充電されていた
電圧は、ゲート・エミッタ間電圧のしきい値Ｖｏｇ（ｒ
ｈ＞に近い値であるため、制御回路からオフ信号が出力
されてからゲート電圧ＶａＩ＋がしきい値ＶｏｇりＴｈ
）ＩＣ到達して、ＩＧＢＴが実際にターンオフし始める
までの時間を短くすることができる。更に、その後はゲ
ート・エミッタ間容量の放電速度が緩やかになって安定
化するため、ＩＧＢＴのコレクタ電流の−ｄＩ／ｄｔの
最大値を抑制するように作用する。Then, when the gate-emitter voltage VGI+ becomes lower than the voltage of the capacitor, discharge from the capacitor also begins through the Zener diode. Therefore, the gate-emitter capacitance is discharged slowly according to the same time constant (Rg(Ciss+Cz)) as in the charging time. At this time, the voltage with which the capacitor was charged is the threshold value of the gate-emitter voltage Vog(r
Since the value is close to h>, the gate voltage VaI+ reaches the threshold value Vog after the off signal is output from the control circuit.
) The time it takes for the IGBT to actually start turning off after reaching the IC can be shortened. Furthermore, after that, the discharge speed of the gate-emitter capacitance slows down and stabilizes, which acts to suppress the maximum value of -dI/dt of the collector current of the IGBT.
（実施例） 以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。(Example) An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第１図はこの実施例の構成を示すものであり、第２図と
同一の構成要素には同一の符号を付して詳述を省略し、
以下、異なる部分を中心に説明する。FIG. 1 shows the configuration of this embodiment, and the same components as in FIG.
The different parts will be mainly explained below.
すなわち第１図において、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッ
タ間にはツェナーダイオード１４とコンデンサ１５との
直列回路が接続されており、ツェナーダイオード１４の
カソードがＩＧＢＴ７のゲートに接続されている。That is, in FIG. 1, a series circuit of a Zener diode 14 and a capacitor 15 is connected between the gate and emitter of the IGBT 7, and the cathode of the Zener diode 14 is connected to the gate of the IGBT 7.
ここで、ツェナーダイオード１４のツェナー電圧Ｖｚは
、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間電圧ＶａＥのしきい
値ＶａＩ！＜Ｔｈ）の近辺の値を選ぶこととし、また、
ＩＧＢＴ７のオン期間におけるゲート・エミッタ間電圧
■ＧＥの定常値は、前記ツェナー電圧Ｖｚとしきい値電
圧Ｖａｇ（Ｔｈ＋との和の近辺の値を選ぶこととする。Here, the Zener voltage Vz of the Zener diode 14 is equal to the threshold value VaI! of the gate-emitter voltage VaE of the IGBT 7. <Th), and
The steady-state value of the gate-emitter voltage GE during the on period of the IGBT 7 is selected to be a value close to the sum of the Zener voltage Vz and the threshold voltage Vag (Th+).
そして、コンデンサ１５の容量値は、ＩＧＢＴ７のゲー
ト・エミッタ間容量８の容量値Ｃ１５ｓに対して十分に
大きな容量とする。The capacitance value of the capacitor 15 is set to be sufficiently larger than the capacitance value C15s of the gate-emitter capacitance 8 of the IGBT 7.
このような構成において、スイッチ１をオンさせるとパ
ルストランス３の２次巻線に電圧が誘起され、ダイオー
ド５，９及び抵抗６を通してＩＧＢＴ７のゲート・エミ
ッタ間容量８が充電されてＩＧＢＴ７がオンする。In such a configuration, when the switch 1 is turned on, a voltage is induced in the secondary winding of the pulse transformer 3, and the gate-emitter capacitance 8 of the IGBT 7 is charged through the diodes 5, 9 and the resistor 6, and the IGBT 7 is turned on. .
この時、ＩＧＢＴ７のゲート抵抗６の値Ｒｇを小さく選
んだとすると、ゲート・エミッタ間容量８が充電される
過程において、ゲート°エミッタ間電圧ＶＧＩ！がツェ
ナー電圧Ｖｚに達するまでは、ゲート・エミッタ間容量
８はゲート抵抗値Ｒｇとゲート・エミッタ間容量値Ｃ１
５ｓとで決まる時定数（ＲｌＣｉｓｓ）により急速に充
電される。そして、ゲート・エミッタ間電圧ＶＧＩ！が
ツェナー電圧Ｖｚを越えた後は、ツェナーダイオード１
４を通ってコンデンサ１．５にも充電が行なわれるため
、ゲート・エミッタ間容量８は、容量値Ｃ１５ｓとコン
デンサｌ５の容量値Ｃｚとの和と、ゲート抵抗値Ｒｇと
によって決まる時定数（Ｒｇ（Ｃｉｓｓ ＋ Ｃｚ））
に従い緩やかに充電される。At this time, if the value Rg of the gate resistor 6 of the IGBT 7 is selected to be small, in the process of charging the gate-emitter capacitance 8, the gate-emitter voltage VGI! Until the voltage reaches the Zener voltage Vz, the gate-emitter capacitance 8 is equal to the gate resistance Rg and the gate-emitter capacitance C1.
It is rapidly charged by a time constant (RlCiss) determined by 5 seconds. And the gate-emitter voltage VGI! After the voltage exceeds the Zener voltage Vz, the Zener diode 1
Since the capacitor 1.5 is also charged through the capacitor 1.5, the gate-emitter capacitance 8 has a time constant (Rg (Ciss + Cz))
It will charge slowly according to the following.
この時、ツェナー電圧Ｖｚはゲート・エミッタ間電圧Ｖ
Ｇｎのしきい値ｖＧＩＩ（Ｔｈ）の近辺の値であるため
、制御回路よりオン信号が出てから、ゲートエミッタ間
電圧Ｖ（１ｇがしきい値ｖａｇ（ｒｈ＞に到達してＩＧ
ＢＴ７が実際にターンオンし始めるまでの時間を短くす
ることができる。更に、その後、ツェナーダイオード１
４を介したコンデンサ１５の充電により、上述したよう
にゲート・エミッタ間容量８の充電速度が低下して安定
化するため、工ＧＢＴ７のコレクタ電流のｄＩ／ｄｔの
最大値が抑制されることとなる。At this time, the Zener voltage Vz is the gate-emitter voltage V
Since the value is near the threshold value vGII(Th) of Gn, after the control circuit outputs an ON signal, the gate-emitter voltage V(1g reaches the threshold value vAG(rh>) and the IG
The time it takes for BT7 to actually start turning on can be shortened. Furthermore, after that, Zener diode 1
By charging the capacitor 15 through the capacitor 4, the charging speed of the gate-emitter capacitor 8 is reduced and stabilized as described above, so that the maximum value of dI/dt of the collector current of the GBT 7 is suppressed. Become.
このような動作により、制御回路よりオン信号が出力さ
れてからＩＧＢＴ７がオン動作を完了までの時間を短＜
シ、更に、このＩＧＢＴ７をインバータやチョッパ等の
電力変換装置に用いた場合に、ＩＧＢＴ７に直列に接続
される他の半導体素子のハネ上がり電圧を抑制すること
ができる。This operation shortens the time from when the control circuit outputs the on signal until the IGBT 7 completes the on operation.
Furthermore, when this IGBT 7 is used in a power conversion device such as an inverter or a chopper, it is possible to suppress the surge voltage of other semiconductor elements connected in series with the IGBT 7.
次に、スイッチ１がオフすると、パルストランス３の２
次巻線にオン時とは逆極性のリセット電圧が発生し、こ
のリセット電圧とＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間容量
８に蓄積されている電荷とにより、ダーリントン接続さ
れたトランジスタ１３゜１２にベース電流が流れ、まず
最初に前段のトランジスタ１３がオンする０次に、この
トランジスタ１３のオンにより後段のトランジスタ１２
のベース電流が増加してトランジスタ１２がオンする。Next, when switch 1 is turned off, 2 of pulse transformer 3
A reset voltage with a polarity opposite to that when it is on is generated in the next winding, and this reset voltage and the charge accumulated in the gate-emitter capacitance 8 of the IGBT 7 cause a base current to flow through the Darlington-connected transistor 13°12. First, the transistor 13 in the previous stage is turned on.Then, by turning on this transistor 13, the transistor 12 in the latter stage is turned on.
The base current increases and transistor 12 is turned on.
この結果、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間容量８に蓄
積されている電荷は、抵抗６、トランジスタ１２のエミ
ッタ、コレクタの経路で放電されるため、ＩＧＢＴ７は
オフする。As a result, the charge accumulated in the gate-emitter capacitance 8 of the IGBT 7 is discharged through the path between the resistor 6, the emitter and the collector of the transistor 12, so that the IGBT 7 is turned off.
ここで、ゲート・エミッタ間容量８に蓄積されている電
荷が放電される過程において、ゲート・エミッタ間電圧
Ｖａａがコンデンサ１５の電圧（ＩＧＢＴ７のオン期間
中にＶＧＩＩの定常値とツェナーダイオード１４のツェ
ナー電圧Ｖｚとの差電圧に充電されている）に達するま
では、ゲート抵抗値Ｒｇとゲート・エミッタ間容量値Ｃ
１５ｓとによって決まる時定数（Ｒｇ−Ｃｔｓｓ）によ
り、ゲート・エミッタ間容量８に蓄積されている電荷が
急速に放電される。Here, in the process of discharging the charge accumulated in the gate-emitter capacitance 8, the gate-emitter voltage Vaa becomes the voltage of the capacitor 15 (the steady value of VGII and the Zener diode 14 during the ON period of the IGBT 7). The gate resistance value Rg and the gate-emitter capacitance value C
The charge accumulated in the gate-emitter capacitor 8 is rapidly discharged by the time constant (Rg-Ctss) determined by 15s.
そして、ゲート・エミッタ間電圧ｖＧＢがコンデンサ１
５の電圧よりも低くなると、ツェナーダイオード１４を
通ってコンデンサ１５に蓄積されている電荷の放電も始
まるため、ゲート・エミッタ間容量８の電荷は、その容
量値Ｃ１５ｓとコンデンサ１５の容量値Ｃｚとの和と、
ゲート抵抗値Ｒｇとによって決まる時定数（Ｒｇ（Ｃｓ
ｓｓ＋ Ｃｚ））Ｌこ従って緩やかに放電される。Then, the gate-emitter voltage vGB is capacitor 1
5, the charge stored in the capacitor 15 begins to be discharged through the Zener diode 14. Therefore, the charge in the gate-emitter capacitor 8 is equal to its capacitance value C15s and the capacitance value Cz of the capacitor 15. The sum of
The time constant (Rg(Cs
ss+Cz))L Therefore, it is discharged slowly.
この時、コンデンサ１５が充電されていた電圧は、ゲー
ト・エミッタ間電圧Ｖｏｇのしきい値Ｖｏｇ（ｔｈ）に
近い値であるため、制御回路よりオフ信号が出力されて
から、Ｖｏｇがしきい値Ｖａｇ（ｒｈ＞に到達してＩＧ
ＢＴ７が実際にターンオフし始めるまでの時間を短くす
ることができる。更に、その後、コンデンサ１５の放電
によってゲート・エミッタ間容量８の放電は緩やかにな
り、安定化するため、ＩＧＢＴ７のコレクタ電流の−ｄ
Ｉ／ｄ ｔの最大値を抑制することができる。At this time, the voltage with which the capacitor 15 was charged is close to the threshold value Vog(th) of the gate-emitter voltage Vog, so after the off signal is output from the control circuit, Vog becomes the threshold value. Vag(rh> reached and IG
The time it takes for BT7 to actually start turning off can be shortened. Furthermore, after that, the discharge of the gate-emitter capacitance 8 becomes gradual and stabilized due to the discharge of the capacitor 15, so that -d of the collector current of the IGBT 7
The maximum value of I/dt can be suppressed.
この結果、ＩＧＢＴ７のターンオフ時においてもターン
オン時と同様に、制御回路よりオフ信号が出力−されて
からＩＧＢＴ７がオフ動作を完了するまでの時間を短く
し、更にこのＩＧＢＴ７のコレクタ・エミッタ間電圧の
ハネ上がりを抑制することが可能となる。As a result, when the IGBT 7 is turned off, the time from when the off signal is output from the control circuit until the IGBT 7 completes the off operation is shortened, and the collector-emitter voltage of the IGBT 7 is also reduced. It is possible to suppress splashing.
（発明の効果）
以上のように本発明によれば、所定のツェナー電圧を有
するツェナーダイオードと所定の容量値を持つコンデン
サとの直列回路をＩＧＢＴのゲート・エミッタ間に接続
することにより、ＩＧＢＴのターンオンタイムまたはタ
ーンオフタイムを短くすることができる。従って、ＩＧ
ＢＴを用いたインバータやチョッパ等の各種電力変換装
置の制御性能を高めることができる。(Effects of the Invention) As described above, according to the present invention, a series circuit of a Zener diode having a predetermined Zener voltage and a capacitor having a predetermined capacitance value is connected between the gate and emitter of the IGBT. Turn-on time or turn-off time can be shortened. Therefore, I.G.
Control performance of various power conversion devices such as inverters and choppers using BT can be improved.
また、ＩＧＢＴのターンオン時には、上記電力変換装置
内においてＩＧＢＴに直列接続された他の半導体素子に
おける電圧のハネ上がりを、またターンオフ時には、Ｉ
ＧＢＴ自体のコレクタ・工ミッタ間の電圧のハネ上がり
を抑制することができ、過電圧による悪影響を解消でき
る等の効果がある。Furthermore, when the IGBT is turned on, voltage surges in other semiconductor elements connected in series with the IGBT in the power converter are prevented, and when the IGBT is turned off, the IGBT is
This has the effect of suppressing voltage spikes between the collector and emitter of the GBT itself, and eliminating the negative effects of overvoltage.
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は従来の技
術を示す回路図である。
１・・・スイッチ
２・・・パルストランスリセット回路
３・・・パルストランス ４ 、６．１０，１１・
・・抵抗５．９・・・ダイオード ７・・・Ｉ
ＧＢＴ８・・・ゲート・エミッタ間容量
１２．１３・・・トランジスタFIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a circuit diagram showing a conventional technique. 1... Switch 2... Pulse transformer reset circuit 3... Pulse transformer 4, 6.10, 11.
...Resistance 5.9...Diode 7...I
GBT8...Gate-emitter capacitance 12.13...Transistor
Claims (1)
トランジスタのゲート・エミッタ間容量を充電して前記
トランジスタをオンさせ、前記制御回路からのオフ信号
により前記ゲート・エミッタ間容量に蓄積された電荷を
放電させることにより前記トランジスタをオフさせるゲ
ート駆動回路において、 前記トランジスタのゲート・エミッタ間にツェナーダイ
オードとコンデンサとの直列回路を接続し、前記ツェナ
ーダイオードのツェナー電圧を前記トランジスタのゲー
ト・エミッタ間電圧のしきい値近辺に設定し、かつ前記
トランジスタのオン期間における前記ゲート・エミッタ
間電圧の定常値を前記ツェナー電圧及びしきい値電圧の
和の近辺に設定すると共に、前記コンデンサの容量値を
前記ゲート・エミッタ間容量値に対して十分に大きな値
に設定し、前記ゲート・エミッタ間容量の充電または放
電の過程において、前記ゲート・エミッタ間の電圧があ
る一定値を越えた後に充電速度または放電速度をそれ以
前よりも低下させることを特徴とするゲート駆動回路。[Claims] An on signal from a control circuit charges the gate-emitter capacitance of an insulated gate bipolar transistor to turn on the transistor, and an off signal from the control circuit charges the gate-emitter capacitance. In the gate drive circuit that turns off the transistor by discharging the charge, a series circuit of a Zener diode and a capacitor is connected between the gate and emitter of the transistor, and the Zener voltage of the Zener diode is set to the gate and emitter of the transistor. The emitter voltage is set near a threshold value, and the steady-state value of the gate-emitter voltage during the on period of the transistor is set near the sum of the Zener voltage and the threshold voltage, and the capacitance of the capacitor is The value is set to a value sufficiently large with respect to the gate-emitter capacitance value, and during the process of charging or discharging the gate-emitter capacitance, charging is performed after the gate-emitter voltage exceeds a certain value. A gate drive circuit characterized in that the speed or discharge rate is lower than before.
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| JP21608989A JP2621498B2 (en) | 1989-08-24 | 1989-08-24 | Gate drive circuit |
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| JPH0382362A true JPH0382362A (en) | 1991-04-08 |
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1989
- 1989-08-24 JP JP21608989A patent/JP2621498B2/en not_active Expired - Lifetime
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