JPH0379164A - 左右糸巻歪補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は複数の方式の映像信号を表示可能なテレビジョ
ン受像機等の左右糸巻歪補正回路に関（従来の技術） 通常のカラー受像管（以下、ＣＲＴという）におい【は
、偏向中心からＣＲＴ蛍光面までの電子ビーム走行距離
が、画面の上下部と中央部とで異なることから糸巻状の
ラスタ歪（左右糸巻歪）が発生する。

第４図はこの左右糸巻歪を示す説明図である。

画面中央における電子ビーム走行距離が画面上下部に比
して短いことから、第４図に示すように、画面上では中
央部（垂直周期の中頃）において水平振幅が不足した映
像となる。この左右糸巻歪を補正するために、水平及び
垂直偏向磁界の磁界分布を調整することにより歪を減少
させる方法及び水平偏向電流の振幅を垂直走査周期でパ
ラボラ状に振幅変調する方法等が採用されている。しか
し、偏向磁界の磁界分布を調整することにより左右糸巻
歪を補正しようとすると、画面周辺部におけるコンバー
ゼンスが不良になってしまう。したがって、特に、大形
のＣＲＴを採用した場合等においては、偏向磁界分布を
調整することによりセルフコンバーゼンスを行い、左右
糸巻歪の補正については、第５図の波形図に示すように
、水平偏向電流の振幅を垂直走査周期でパラボラ状に振
幅変調することにより行っている。この水平偏向電流の
振幅Ｉ　ＨＰＰは電源電圧ＶＢに比例し、水平偏向コイ
ルのインダクタンスＬ　Ｈに反比例する。したがって、
左右糸巻歪を補正するためには、電源電圧ＶＢ又はイン
ダクタンスＬｌ＋を変調すればよい。

第６図はこの種の電源電圧変調方式の従来の左右糸巻歪
補正回路を示す回路図である。

水平出力回路１の水平出力トランジスタＱ１のベースに
は水平周期のパルスが入力される。トランジスタＱ１の
コレクタとエミッタとの間には共振コンデンサＣ１、ダ
ンパダイオードＤ１並びに水平偏向コイルＬ１及び８字
コンデンサＣ２の直列回路が並列接続されている。水平
偏向コイルＬ１はチョークコイルＬ２を介して電源端子
２に接続されて電源電圧ＶＢが供給されている。この電
源電圧ＶＢを垂直周期のパラボラ波で変調すると、水平
偏向コイルＬ１を流れる水平偏向電流も垂直周期でパラ
ボラ状に変化する。これにより、テレビジョン画面の左
右糸巻歪を補正している。

ところで、電源電圧ＶＢの変調は、垂直出力回路３から
出力される鋸波電圧を利用して行っている。垂直出力回
路３の出力トランジスタＱ２゜Ｑ３の共通エミッタは、
垂直偏向コイルＬ３、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ１を介
して基準電位点に接続されている。出力トランジスタＱ
２　、Ｑ３の共通エミッタには垂直周期の調波が発生す
る。垂直偏向コイルＬ３には垂直周期の調波電流（垂直
偏向電流）が流れ、抵抗Ｒ１には鋸波電圧が現れる。

抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３との接続点は、ボリュームＶ
Ｒ１及びトランジスタＱ４のコレクタ・エミツタ路を介
して基準電位点に接続されると共に、ボリュームＶＲ２
及びトランジスタＱ５のコレクタ・エミツタ路を介して
基準電位点に接続される。トランジスタＱ４のベースに
は切換信号入力端子４から抵抗Ｒ２を介して切換信号が
入力される。トランジスタＱ５のベースは抵抗Ｒ３及び
トランジスタＱ６のコレクタ・エミツタ路を介して基準
電位点に接続されており、トランジスタＱ６のコレクタ
は抵抗Ｒ４を介して電源端子５に接続され、ベースは抵
抗Ｒ５を介して切換信号入力端子４に接続されている。

切換信号入力端子４に入力される切換信号のハイレベル
（以下、“ＨＩＴという）又はローレベル（以下、“Ｌ
”という）に基づいて、トランジスタＱ４　、Ｑ５のい
ずれか一方がオンとなる。ボリュームＶＲ１、ＶＲ２は
鋸波電圧の振幅を決定しており、ボリュームＶＲ１又は
ボリュームＶＲ２の抵抗値に基づいたレベルの鋸波電圧
が抵抗Ｒ６を介して演算増幅器６の反転入力端に供給さ
れる。

演界増幅器６の非反転入力端は基準電位点に接続され、
反転入力端と出力端との間にはコンデンサＣ４及び抵抗
Ｒ７が並列に接続されている。これら抵抗Ｒ６、Ｒ７、
演募増幅器６及びコンデンサＣ４により積分回路７が構
成される。積分回路７からは垂直周期のパラボラ波電圧
がデカップリングコンデンサＣ５を介してトランジスタ
Ｑ７のベースに与えられる。トランジスタＱ７のコレク
タは電源端子８に接続され、エミッタはコンデンサＣ５
を介して基準電位点に接続されると共に電源端子２に接
続されている。コンデンサＣ５により水平周期のりプル
電圧が除去されている。電源端子８と基準電位点との間
には抵抗Ｒ８、ポリコーム■Ｒ３、抵抗Ｒ９及びボリュ
ームＶＲ４が直列接続されており、トランジスタＱ７の
ベースはボリュームＶＲ３の摺動端に接続される。こう
して、電源端子２には、垂直周期のパラボラ波電圧が重
畳された電源電圧ＶＢが現れる。

抵抗Ｒ９とボリュームＶＲ４との接続点はトランジスタ
Ｑ８のコレクタ・エミツタ路を介して基準電位点に接続
されており、トランジスタＱ８のベースは抵抗ＲＩＯを
介してトランジスタＱ６のコレクタに接続される。ボリ
ュームＶＲ３、ＶＲ４の抵抗値を変化させることにより
、電ｍＭ圧ＶＢの直流レベルを調整するようにしている
。

ところで、第６図に示す回路は、高品位ＴＶ方式及びＮ
ＴＳＧノンインターレース方式の２つの方式の映像信号
を表示可能なＣＲＴの左右糸巻歪を補正することかでき
る。

水平走査期間をｌ”ＳＲとし、水平偏向コイルＬ１のイ
ンダクタンスをＬｌとすると、水平偏向電流振幅ＩＨＰ
Ｐは下記（１）式によって示すことができる。

高品位ＴＶ方式（水平周波数が３３．７５Ｋ［」ｌ）と
ＮＴＳＣノンインターレース方式（水平周波数が３１　
、４６９Ｋｌ−１ｚ　）とを共通の表示画面に表示させ
るためには、両方式における有効走査期間の電流振幅１
１１ＰＰを同一にする必要がある。

即ち、上記（１）式から明らかなように、両方式の電源
電圧ＶＢを両方式の有効走査期間の比に基づいたレベル
にずればよい。したがつて、高品位ＴＶ方式の水平有効
走査期間をＴＳＩＩ（ＨＤ）とし、ＮＴＳＧノンインタ
ーレース方式の水平有効走査期間をＴ　Ｓｌｌ　（ＮＴ
ＳＣ）とすると、下記（２）式が導かれる。

但し、ＶＢ（＋１０）は高品位ＴＶ方式採用時の電源電
圧を示し、Ｖ　Ｂ（ＮＴＳＣ）はＮＴＳＣノンインター
レース方式採用時の電源電圧を示している。

第７図は高品位ＴＶ方式及びＮＴＳＣノンインターレー
ス方式における電源電圧ｖ８を示す波形図である。

高品位ＴＶ方式及びＮＴＳＣノンインターレース方式の
両方式において同一の左右糸巻歪補正を行うためには、
第７図に示す電源電圧Ｖ　Ｂ（ＨＤ）の直流分Ｖ　ＤＣ
（ＨＤ）　ト交流分（ハ５　ホ７　分’）　Ｖ　ＡＣ（
＋１０）との比率を電源電圧Ｖ　Ｂ（ＮＴＳＣ）の直流
分Ｖ　ＤＣ（ＮＴＳＣ）と交流分くパラボラ分）　Ｖ　
ＡＣ（ＮＴＳＣ）との比率と同一にする必要がある。即
ち、左右糸巻歪補正の補正比率が同一であることから、
下記（３）式が成立する。

■ＩＪＬ、（Ｉ＋υ）　　Ｖ　　１ｌＵｊｌ’１ｌ）Ｌ
、Ｊこれらの（２）、（３）式に示すように、方式の切
換えに伴い、電源電圧ＶＢの直流分を変化させると共に
、この直流分の変化と同一の比率でパラボラ分も変化さ
せている。

第６図の回路では、切換信号入力端子４に“ＨＩＩ又は
“し”の切換信号を供給することにより、方式の切換え
を行っている。例えば、切換信号入力端子４に“ＨＩＩ
の切換信号を入力すると、トランジスタＱ４　、Ｑ６が
オンとなりトランジスタＱ５゜Ｑ８はオフとなる。この
場合には、電源電圧ＶＢは抵抗Ｒ８、Ｒ９及びボリュー
ムＶＲ３によって定まる直流レベルとなり、そのパラボ
ラ分はボリュームＶＲＩによって定まる。一方、切換信
号入力端子４に“Ｌ”の切換信号を入力すると、トラン
ジスタＱ４　、Ｑ６はオフとなり、トランジスタＱ５　
、Ｑ８はオンとなって、電源電圧ＶＢは抵抗Ｒ８、Ｒ９
及びボリュームＶＲ３、ＶＲ４によって定まる直流レベ
ルとなり、そのパラボラ分はボリュームＶＲ２によって
定まる。ボリュームＶＲ１乃至ＶＲ４をトランジスタロ
４乃至Ｑ６゜Ｑ８によって選択することにより、方式の
切換えを行っているのである。

このように、複数の方式の映像信号を表示可能なＣＲＴ
で、方式に拘らず同一の左右糸巻歪補正を行うためには
、各方式毎に電源電圧ＶＢの直流分に応じた交流分を設
定する必要がある。このため、パラボラ量を設定するた
めのボリュームとボリューム選択用のスイッチとを表示
可能な方式の数だけ設ける必要があり、部品点数が増加
してコストアップとなる。また、各方式毎にパラボラ量
の調整が必要であり、操作が煩雑になってしまうという
問題もあった。

（発明が解決しようとする課題） このように、上述した従来の左右糸巻歪補正回路におい
ては、複数の方式を表示可能にした場合には、方式数に
比例して部品点数が増加してコストアップになると共に
、各方式毎の調整が必要であることから操作が煩雑であ
るという問題点があった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、
各方式の毎の調整を軽減にすると共に部品点数を削減す
ることができる左右糸巻歪補正回路を提供することを目
的とする。

［発明の構成１ （課題を解決するための手段） 本発明に係る左右糸巻歪補正回路は、水平偏向コイルに
水平偏向電流を与える水平出力回路と、この水平出力回
路に供給する電源電圧の直流成分に基づいた電圧で充電
されると共に垂直周期の放電により垂直周期の鋸波電圧
を発生する鋸波発生回路と、前記鋸波電圧を積分してパ
ラボラ波電圧を出力する積分回路と、前記パラボラ波電
圧を前記水平出力回路に供給する電源電圧に重畳する変
調手段とを具備したものである。

（作用） 本発明においては、鋸波発生回路は、水平出力回路に供
給する電源電圧の直流成分に基づいた電圧で充電されて
いる。表示する映像信号の方式の変化に伴って、水平出
力回路に供給する電源電圧の直流電圧レベルを変化させ
ると、鋸波発生回路が発生する鋸波電圧の振幅もこれに
応じて変化する。そうづると、この鋸波電圧を積分する
積分回路からのパラボラ波電圧も電源電圧の直流電圧レ
ベルに応じて変化する。このため、水平出力回路に供給
する電源電圧の直流成分とパラボラ成分との比率は、方
式に拘らず一定となる。

（実施例） 以下、図面に基づいて本発明の実施例を詳細に説明する
。第１図は本発明に係る左右糸巻歪補正回路の一実施例
を示す回路図である。第１図において第６図と同一の構
成要素には同一符号を付しである。

水平出力回路１は、従来と同様に、水平出力トランジス
タＱ１、共振コンデンサＣ１、ダンパダイオードＤ１、
水平偏向コイルＬ１及び８字コンデンサＣ２により構成
されている。水平偏向コイルＬ１はチョークコイルし２
を介して電源端子２に接続され、電源電圧ＶＢが供給さ
れるようになっている。

本実施例においては、電源端子２は抵抗Ｒ１１及びコン
デンサＣ６を介して基準電位点にも接続されている。抵
抗Ｒ１１及びコンデンサＣ６によりローパスフィルタが
構成され、抵抗Ｒ１１及びコンデンサＣ６の接続点（Ａ
点）は充電抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ７を介して基準
電位点に接続される。

充電抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ７の接続点（Ｂ点）は
放電抵抗Ｒ１３及びトランジスタＱ９のコレクタ・エミ
ツタ路を介して基準電位点に接続される。

一方、垂直出力回路３の構成も従来と同一であり、出力
トランジスタＱ２　、Ｃ３からは垂直周期の鋸波電圧が
出力される。なお、この鋸波電圧の垂直帰線期間には大
レベルのパルス電圧が重畳されている。出力トランジス
タＱ２　、Ｃ３の共通エミッタは垂直偏向コイルし３、
コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ１を介して基準電位点に接続
されている。

また、出力トランジスタＱ２　、Ｃ３の共通エミッタは
、抵抗Ｒ１４を介してトランジスタＱ９のベースにも接
続されており、トランジスタＱ９のベースは抵抗Ｒ１５
を介して基準電位点に接続されている。垂直帰線期間に
重畳されているパルスによって、トランジスタＱ９は垂
直帰線期間にオンとなり、コンデンサＣ７に充電された
電荷をこの期間に放電させるようになっている。

なお、コンデンサＣ６の容量及び抵抗Ｒ１２の抵抗値を
夫々Ｃ６，Ｒ１２とし、垂直周期を６０８ｚうに、Ｃ６
及びＲ１２が設定されている。また、抵抗Ｒ１２を流れ
る充電電流を［２とし、抵抗Ｒ１３を流れる放電電流を
１１３とすると、Ｉ　１３＞＞　Ｉ　１２なる関係が成
立するように、抵抗Ｒ１３の抵抗値が設定されている。

Ｂ点は直流分阻止用のコンデンサＣ８を介してバッファ
アンプ１０の非反転入力端にも接続される。

バッファアンプ１０の非反転入力端は直流バイアス抵抗
Ｒ１６を介して基準電位点にも接続され、出力端は抵抗
Ｒ６を介して演算増幅器６に接続されると共に反転入力
端にら接続されている。なお、直流バイアス抵抗Ｒ１６
の抵抗値は抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の抵抗値に比して十分に
大きいものとする。また、抵抗Ｒ６の抵抗値が抵抗Ｒ１
２，Ｒ１３の抵抗値に比して十分に大きい場合には、バ
ッフ７アンブ１０を省略してもよい。

演算増幅器６の非反転入力端は基準電位点に接続され、
出力端は抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ４の並列回路を介し
て反転入力端に接続される。これら抵抗Ｒ６、Ｒ７、演
算増幅器６及びコンデンサＣ４により積分回路７が構成
され、この積分回路７の出力はコンデンサＣ９及びパラ
ボラ量設定用のボリュームＶＲ５を介してトランジスタ
Ｑ７のベースに供給される。トランジスタＱ７のコレク
タは電源端子８に接続され、エミッタはコンデンサＣ５
を介して基Ｑ、電位点に接続されると共に、電源端子２
にも接続される。電源端子８と基準電位点との間に゛は
抵抗Ｒ８、ボリューム■Ｒ３、抵抗Ｒ９及びボリューム
ＶＲ４が直列接続されており、トランジスタＱ７のベー
スはボリュームＶＲ３の摺動端に接続される。抵抗Ｒ９
とボリュームＶＲ４との接続点はトランジスタＱ８のコ
レクタ・エミツタ路を介して基準電位点に接続されてお
り、トランジスタＱ８のベースには切換信号入力端子１
１から抵抗ＲＩＯを介して切換信号が入力されるように
なっている。

次に、このように構成された左右糸巻歪補正回路の動作
について第２図の波形図を参照して説明する。第２図（
ａ＞はＡ点及びＢ点に現れる信号波形を示し、第２図（
ｂ）はコンデンナＣ７の充電電流１１２及び放電電流１
１３を示し、第２図（Ｃ）は積分回路７の出力端に現れ
るパラボラ波電圧ＶＰＡを示している。

電源端子２に現れる電源電圧ＶＢは、抵抗Ｒ１１及びコ
ンデンサＣＧのローパスフィルタによって垂直パラボラ
成分が除去され、Ａ点には第２図（ａ＞に示す直流電圧
ＶＤＣが現れる。この直流電圧ＶＤＣによって、コンデ
ンサＣ７を充電する充電電流１１２（第２図（ｂ））が
充電抵抗Ｒ１２を介して流れる。

一方、垂直出力回路３の出力トランジスタＱ２゜Ｑ３の
共通エミッタには垂直帰線期間にパルスが重畳された鋸
波電圧が現れる。この垂直帰線期間のパルスによってト
ランジスタＱ９は垂直帰線期間にオンとなる。これによ
り、垂直帰線期間にはコンデンサＣ７から放電抵抗Ｒ１
３及びトランジスタＱ９を介して放電電流１１３（第２
図【ｂ））が流れ、結局、Ｂ点には第２図（ａ）に示す
鋸波電圧Ｖ　ＳＡＷが現れる。

ここで、充電電流１１２は下記（４）式によって示され
る。

この鋸波電圧はバッファアンプ１０を介して積分回路７
に与えられる。積分回路７は鋸波電圧を積分して第２図
（Ｃ）に示すパラボラ波電圧ＶＰＡを出力する。垂直帰
線期間ＴＲＶは垂直走査期間ＴＳＶに比して十分に短い
ことがら（高品位ＴＶ方式ではＴＲＶはＴＳＶの約４％
）、垂直帰線期間の積分を無視すると、積分回路７から
のパラボラ波電圧ＶＰＡの振幅Ｖ　ＰＡＰＰは、下記（
７）式によって示される。

また、第２図（ａ）に示すようにＶ　ＤＣ＞＞　Ｖ　５
ＡＩ１１である場合には、下記（５）式が成立する。

このように、充電電流１１２は略定電流であるので、コ
ンデンサＣ７に発生する鋸波電圧の振幅Ｖ　５Ａ１４Ｐ
Ｐは、垂直走査期間をＴＳＶとすると、下記（６）式に
て示される。

但し、Ｒ６，０４は夫々抵抗Ｒ６の抵抗値及びコンデン
サＣ４の容量である。

上記〈５）乃至（７）式から下記（８）式が求められる
。

したがって、下記（９）式が導かれる。

■すし ｄΦ１（ｔｉ−ｉ（１１争し４　拳しｌ上記（８）式に
て示すパラボラ波電圧がコンデンサＣ９及びボリューム
ＶＲ５を介してトランジスタＱ７のベースに与えられて
、電源電圧ＶＢが変調される。ボリュームＶＲ５の抵抗
値を調整することにより、パラボラ量の調整が可能であ
る。なお、切換信号入力端子１１を介して“ｌ−１”の
切換信号をトランジスタＱ８のベースに与えた場合には
、電源電圧ＶＢの直流レベルは抵抗Ｒ８、Ｒ９及びボリ
ュームＶＲ３によって定まり、ｉｔ　Ｌ”の切換信号を
与えた場合には、抵抗Ｒ８，Ｒ９及びボリュームＶＲ３
、ＶＲ４によって定まることになる。

垂直走査期間ＴＳｖは、高品位ＴＶ方式及びＮＴＳＣノ
ンインターレース方式において路間−である。したがっ
て、上記（９）式の右辺は一定であり、パラボラ波電圧
振幅Ｖ　ＰＡＰＰと直流電圧ＶＤＣの比は一定である。

即ち、切換信号によって、電源電圧ＶＢの直流レベルを
変化させても、この変化量に応じてパラボラ波成分も変
化し、常に、両名の比は一定となる。したがって、パラ
ボラ員設定用のボリュームとしては、表示可能な方式の
数に拘らずボリュームＶＲ５のみを設ければよい。また
、パラボラ量の調整はいずれかの方式について一回だけ
行えばよい。

このように、本実施例においては、パラボラ波電圧を得
るための泥波電圧を電ＷＡ電圧ＶＢの直流電圧から得て
おり、泥波電圧の振幅が電源電圧ＶＢの直流電圧に追従
して変化するので、パラボラ波電圧の振幅とこの直流電
圧との比は常に一定となる。したがって、方式の変更に
伴って直流レベルが変化した場合でも、パラボラ量を調
整する必要はなく、パラボラ最調整のための部品を削減
することができると共に、その調整の手間を軽減するこ
とができる。同様に、工場出荷時の水平振幅調整でボリ
ュームＶＲ３、ＶＲ４を変化させた場合でも、パラボラ
量の再設定の必要はない。

第３図は本発明の他の実施例を示す回路図である。第３
図において第１図と同一の構成要素には同一符号を付し
て説明を省略する。

ボリュームＶＲ３の摺動端はダイオードＤ２のアノード
に接続され、ダイオードＤ２のカソードはトランジスタ
Ｑ７のベースに接続されている。

また、ボリュームＶＲ３の摺動端は抵抗Ｒ１２にも接続
されており、抵抗Ｒ１１及びコンデンサＣ６は省略され
ている。

ボリュームＶＲ５からのパラボラ波電圧はトランジスタ
Ｑ７のベースに与えられ、電源電圧ＶＢはパラボラ状に
変調される。ダイオードＤ２が設けられているので、ボ
リュームＶＲ３の摺動端には電源電圧■８の直流分に対
応した直流電圧が現れ、この直流電圧によってコンデン
サＣＩは充電される。したがって、本実施例では、抵抗
Ｒ１１及びコンデンサＣ６からなるローパスフィルタを
省略することができる。

その他の作用及び効果は、第１図の実施例と同様である
。

［充用の効果］ 以上説明したように本発明によれば、方式毎にパラボラ
量を切換えるためのスイッチ及びボリューム等は必要で
はなく、部品点数を削減すると共に、煩雑な調整を軽減
することができるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る左右糸巻歪補正回路の一実施例を
示す回路図、第２図は実施例回路の動作を説明するため
の波形図、第３図は本発明の他の実施例を示す回路図、
第４図は左右糸巻歪を説明するための説明図、第５図は
左右糸巻歪を補正するための水平偏向電流を示す波形図
、第６図は従来の左右糸巻歪補正回路を示す回路図、第
７図は従来例の動作を説明するための波形図である。 １・・・水平出力回路、３・・・垂直出力回路、７・・
・積分回路、Ｌｌ・・・水平偏向コイル、０１〜Ｑ９・
・・トランジスタ、 Ｃ１〜Ｃ９・・・コンデンサ、Ｒ１−Ｒ１６・・・抵抗
、ＶＲ１〜ＶＲ５・・・ボリューム。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 水平偏向コイルに水平偏向電流を与える水平出力回路と
   、 この水平出力回路に供給する電源電圧の直流成分に基づ
   いた電圧で充電されると共に垂直周期の放電により垂直
   周期の鋸波電圧を発生する鋸波発生回路と、 前記鋸波電圧を積分してパラボラ波電圧を出力する積分
   回路と、 前記パラボラ波電圧を前記水平出力回路に供給する電源
   電圧に重畳する変調手段とを具備したことを特徴とする
   左右糸巻歪補正回路。