JPH0366217A - ディジタル信号伝送用濾波器の等化器及び等化方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はディジタルパルス信号の伝送において周波数の
効率的な利用のために伝送信号の占有周波数の帯域幅を
制限する濾波器（Ｆｉｌｔｅｒ）に使用される等化器（
Ｅｑｕａｌ　１ｚｅｒ　）に係るものである。

本発明は、より詳細には、従来の濾波器で伝送信号を濾
波する場合濾波器の群遅延（ｇｒｏｕｐ　ｄｅｌａｙ）
の特性を完璧に補償しても目的するパルス出力波形の前
後の近接されたパルス（Ａｄｊａｃｅｎｔ　Ｐｕ１ｓｅ
）出力の尾（Ｔａｉｌｓ）が目的波形を歪曲させて、波
形の零点通過（Ｚｅｒｏ　Ｃｒｏｓｓｉｎｇ）時点が一
定しないになって発生される位相震え誤差であるジツタ
（Ｊｉｔｔｅｒ）と、同じ論理水準のパルスか連続され
る時に近接パルスの尾によって起る濾波器出力波形振幅
の過渡（Ｏｖｅｒｓｈｏｏｔ）と減衰（Ｕｎｄｅｒｓｈ
ｏｏｔ）現象をディジタル的に極小化させる技術に関し
て主に言及する。

一般的に、ディジタル情報を伝送する伝送系において帯
域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）が広いディジタルパルス波
をそのまま伝送するものは周波数の効率的な利用面にお
いて不合理であるので、伝送しようとする情報に損傷を
及ばない限り最小に帯域幅を制限させて伝送しなければ
ならない。即ち、限定された周波数範囲内で可能な限り
多数のチャンネル（ｃｈａｎｎｅｌ）が伝送されるよう
にし、近接された各チャンネル間の妨害もないながら可
能な限り最大の情報を伝送し得るように情報信号の帯域
幅を限定された範囲内に制限させる濾波器が必要である
。

上記情報信号を濾波する方法は大別すると二分されであ
るが、その一つとしてはディジタル情報を変調させた後
に最終の出力時に帯域幅制限用濾波器を置くものであり
、もう一つの方法としては入力されたディジタルパルス
波を予め濾波した後に搬送波（ｃａｒｒｉｅｒ）に変調
（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を掛る方法である。前者の方
法は高い周波数において大変狭い帯域を持つ濾波器が必
要であるが、これを具現するというのが比較的に難いの
で後者の方法が現在のディジタル通信に主に使われであ
る（Ｓｅｏ、　Ｊｏｎｇｓｏｏの米国特許第４．６４４
．５６５号参照）。

したがって、本発明においては後者の方法による濾波器
の等化器に対してのみ説明する。

濾波器（Ｆｉｌｔｅｒ）は信号波を濾波する途中に通過
周波数の帯域内で位相遅延（ＰＨＡＳＥ　ＤＥＬＡＹ）
特性が周波数により非直線的に変化する。ですから、大
概のディジタル通信系の濾波器は、濾波器の周波数によ
る位相遅延の非直線性を補償してやる群遅延等化器（Ｇ
ｒｏｕｐ　Ｄｅｌａｙ　Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）を設置し
て符合相互間の干渉妨害（Ｉｎｔｅｒ−３ｙｍｂｏｌ　
Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）による情報の歪曲を防止し
てきた。

しかし、このように群遅延が完璧に補償された濾波器で
あるとしても濾波器のパルス波の伝達特性は第１Ａ図及
び第１Ｂ図のように主ローブ（Ｍａｉｎ　Ｌｏｂｅ）が
パルス波周期Ｔｓの二倍になり、残余の尾成分（Ｔａｉ
ｌ　Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）が残存する。このような尾成
分はすぐ以前のパルス波や次に来るパルス波等の近接パ
ルス波に影響を与える。第１Ｃ図及び第１Ｄ図に図示し
たようにＳＯのクロックに同期されたＳｌの無作為ＮＲ
Ｚ　（Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ　ｔ。

Ｚｅｒｏ）のディジタルデータパルス（Ｒａｎｄｏｍ　
ＮＲＺＤｉｇｉｔａｌ　Ｄａｔａ　Ｐｕ１ｓｅ）が濾波
器に入力された時に出力される波形は８２波形のＤ３の
ようになると理想的な場合である。しかし、上記のよう
な尾が残る濾波器の伝達特性によって出力波形は点線で
表示されたような尾成分が包含されたパルス応答Ｄ２が
減算されて、振幅和に波形が生成されるから、尾振幅の
影響で実線であるＤｌのように歪曲されて中心線を通過
する時点Ｘが一定にならない。

上記のような濾波器の出力波出力波形をクロックＳＯで
オシロスコープ（Ｏｓｃｉｌｌｏｓｃｏｐｅ）の時間軸
を同期させて目状のダイアグラム（Ｂｙｅ−Ｄ　ｉａｇ
ｒａｍ）を観察して見れば、第２Ａ図のように理想的な
場合の何らの歪曲もない波形にならなければならないが
、上記の尾の影響、によって第２Ｂ図のようにいろんな
線が重なって見える。この時、零点通過時点の変化幅を
ジッタ歪曲（Ｊｉｔｔｅｒ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）と
いう。また、上記の尾による影響で振幅に過渡現象（Ｏ
ｖｅｒｓｈｏｏｔ）と減衰現象（Ｕｎｄｅｒｓｈｏｏｔ
　）が発生する。上記ジッタ歪曲と振幅の過渡及び減衰
現象は濾波器で帯域制限を甚だしくするとするほど大き
く示わす。

上記のジッタ歪曲は受信器（Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）で正確
なデータの復調（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔ　１ｏｎ）のため
に送信時と位相が同期されたクロックを抽出するクロッ
ク再生作業をする時に深刻な影響を及ぶ。上記クロック
再生作業時は大概受信信号の零点通過時点を基準にして
送信位相を予測するが、上記のように送信時から波形の
零点通過時点が変化すると再生されたクロックの位相が
不安全になって受信器の性能低下が発生される。従来に
は上記ジッタ歪曲が不可避なものと思えて従来受信器で
送信ジッタ変化にあまり敏感しない位相固定ループ（Ｐ
ｈａｓｅ０ Ｌｏｃｋ　Ｌｏｏｐ）を設置して補償してきたが、これ
が追跡し得る限界の幅が狭いので甚だしく帯域が制限さ
れた通信システムにおいては性能低下を甘受しながら使
用してきた。

上記の振幅の過渡及び減衰現象は送信器の電力増幅器に
供給されて増幅器の飽和現象を起して不必要な帯域が増
す妨害を与える。

上記のようなジッタ歪曲及び振幅の過渡減衰現象を極小
化させた非線形フィルタ（Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ　Ｆｉ
ｔｔｅｒ）はＦｅｈｅｒの米国特許第４．３３９．７２
４号に開示されであるが、この発明は帯域幅制限に限界
があって帯域幅の制限程度を可変しずにある限定された
程度しか帯域を制限し得るしかない短所がある。

したがって、本発明の目的は、濾波器の前端に設置して
、ディジタル信号の帯域幅の制限のための濾波器で発生
される位相震え誤差と振幅の過渡減衰現象を極小化し得
るディジタル伝送用ａ波器のジッタ等化器及びその等化
方法を提供することにある。

本発明の他の目的は濾波器の帯域周波数やピットレー）
　（ＢＩＴ−ＲＡＴＥ）が広範囲に変化しても回路の修
正なしに能動的にジッタ等化作用を遂行し得るディジタ
ル伝送用濾波器のジッタ等化器及びその等化方法を提供
することにある。

本発明の又他の目的は濾波器の帯域周波数の制限程度が
変化しても既存装置の簡単な変更でジッタ及び振幅の過
渡減衰現象を等化し得るディジタル伝送用濾波器のジッ
タ等化器及びその等化方法を提供することにある。

詳述の目的を達成するために、本発明の第１実施例は、
多数個の遅延素子を具備し、無作為（ＮｏｎＲｅｔｕｒ
ｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ：　ＮＲＺ）の入力データを基本ク
ロックに同期させて所定のビットほど遅延させることに
よって遅延された入力データを出力すると同時に上記多
数個の遅延素子に各々対応される多数ビットのデータ列
を提供する遅延手段、上記多数ビットのデータ列から上
記入力データの論理シンボルの構成形態に相応する指示
データを生威し、上記指示データは上記遅延された入力
１ データが隣接したデータから受け得る歪曲の程度を予測
し得るようにする情報に該当する論理手段、上記論理手
段で生成された指示データに対応して、予め指定された
加算電圧または減算電圧を時間制御信号の制御により出
力する加減算電圧発生手段、 上記遅延手段から出力される単極性の上記遅延された入
力データを双極性データに変換する双極変換手段、及び 上記双極変換手段から出力された双極性入力データと上
記加減算電圧発生手段からの加算電圧または減算電圧を
合成することによって上記双極性入力データが濾波器を
通過する隣接するパルス出力波形の尾部分の影響を受け
て歪曲される信号の量を予め補償するようにするための
合成手段とからなることを特徴とする。

以下、本発明を添付図面を参照してその最善の実施例と
ともに詳細に説明する。

第３図は本発明の構成図である。遅延部１０は多数ｎ個
の遅延素子で構成され、入力するＮＲＺ２ データＳ１を基本クロック信号ＳＯに同期させて一定ビ
ット遅延させた後に目的のデータ信号Ｓ３を出力し、同
時に遅延された凡てのデータを判断部２０に提供してデ
ータ列（ｄａｔａ　ｓｔｒｅａｍ）の構成形態を容易に
判断し得るように役割する。判断部２０は、上記遅延部
ＩＯに接続され、上記遅延部ｌＯで遅延されたｎ個のデ
ータ列を受けて論理シンボルの構成形態を分析して近接
データによって目的のデータ信号Ｓ３かどのぐらい歪曲
を受けるか予め予測し、制御信号Ｓ５を発生させる。加
減算電圧発生器３０は、上記判断部２０に接続され、上
記判断部２０で出力する制御信号Ｓ５を受けて時間調節
信号Ｓ７による時間の間指定された加減算用の電圧を発
生する。双極変換器（Ｕｎｉｐｏｌａｒ　ｔ。

Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）　５０は上記遅
延部ｌＯに接続され、単極性（Ｕｎ　ｉｐｏ　ｆａｒ　
）である上記データ信号Ｓ３を濾波及びディジタル変調
に必要な双極性データ信号Ｓ４に変換させる。合成器４
０は、上記双極変換器５０に一つの入力がまた加減算電
圧発生器に他入力が接続され、上記双極性データ信３ ４ 号Ｓ４が濾波器７０を通過する時、周辺パルス出ノＪ波
形の尾の影響を受けて歪ｒｌＪｑされる程度を予め補償
するために、上記加減算電圧発生器３０の加減算電圧Ｓ
６を受けて双極性データ信号Ｓ４の振幅を変形させてこ
の等化された出力信号Ｓ８を濾波器７０に伝達する。反
転器６０は、上記基本クロック信号ＳＯの入ノＪ側と上
記加減算電圧Ｓ６蒸３０との間に接続され、上記双極性
データ信号Ｓ４の変形をクロック周期の後側の半周期の
間のみ威されるように入力されたクロックを反転させて
変形時間調節信号Ｓ７を提供する。

第４Ａ図ないし第４Ｅ図はデータのシンボル構成形態に
よりジッタ及び振幅の過渡、減衰現象が発生される説明
のためにデータ形態の一例を挙げた各部の波形を図示す
る。

第４Ａ図の波形はデータのシンボル構成形態上、近接パ
ルスで発生した尾成分の和がＯになって目的のパルス波
形に影響を与えない場合である〔Ｒ（Ｘ）〕。

第４Ｂ図の波形は尾成分の和が陰の方向に太きくなって
出力パルス波形が定常の場合より内側に偏るに歪曲を受
りた波形である（Ａ　（ｘ）　）。

第４Ｃ図の波形は尾成分の和が陽の方向に大きくなって
出力パルス波形が定常の場合より外側に偏るに歪曲を受
けた波形である（Ｂ　（ｘ）　〕。

第４Ｄ図の波形は二つのシンボルが同じ場合に尾成分の
和が陰の方向に大きくなって出力パルス波形が定常の場
合より下側に偏るに歪曲を受けた波形である（Ｕｎ　（
ｘ））。

第４Ｅ図の波形は二つのシンボルが同じ場合に尾成分の
和が陽の方向に大きくなって出力パルス波形が定常の場
合より上側に偏るに歪曲を受けた波形である（０　（ｘ
）　〕。

先ず、入力データのシンボルが１または−１である時、
濾波器の出力は、第４Ａ図ないし第４Ｅ図のように濾波
器の伝達特性で周期の二倍に増した目的データの出力パ
ルス波形の後側の半と次のデータ出力パルス波形の前側
の半とが一周期の間重畳されて形成されるが、これは下
記１式のように表現される。

５ ６ Ｕ　（Ｘ）　＝　（近接出力パルス波形の和〕＋〔経た
出力パルス波形と迫って来るパルス出力波形の凡ての尾
の中の目的出力領域にあるものの和〕ｂ−２＋ｋ・５（
ｘ−２−ｋ）］　　　　・・・式１％式％） ここで、濾波器がナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ）条件を
満足する二乗余弦濾波器（Ｒａｉｓｅａ　Ｃｏ５１ｎｅ
　Ｆｉｌｔｅｒ）であるとしたら、インパルス応答Ｓ　
（ｘ）は下記２式のようである。

Ｓ　（ｘ）　＝Ｏ（ｘ＝±に、に−１，２，３−ｎ　）
−□・００８ａ“　（その他の場合）・・・式２％式％ ここで、αは濾波器の理想的なナイキストの最小帯域幅
制限の超過率を表現するロールオフファクター（ＲＯＬ
Ｌ　ＯＦＦ　ＦＡＣＴＯＲ）であり、ｂｋはに番目のビ
ットのシンボルを意味するもので、１あるいは−１で定
規化される。

上記１式と第４Ａ−第４Ｅ図で示したように近接のパル
スで発生されて目的の出力波形に挿入される不必要な尾
成分の和が零点通過時点を変化させるとともに振幅過渡
及び減衰現象を発生させる。

したがって、入力されたデータを一定ビット遅延させて
濾波器に供給し、目的データ周辺のデータの構成を分析
して濾波器通過時に周辺出力パルス波形の尾が目的出力
パルス波形の振幅にどのぐらい影響を与えるか予測し、
それと反対の値で予め目的のデータの振幅を変形させて
濾波器に供給することによってジッタ及び振幅の過渡と
減衰現象を除去したのが本発明の基本原理である。

第５Ａ図に図示したように、定常的な濾波器の出力波形
ｇ　（ｔ）からもし周辺パルス尾の影響で、次のビット
と合算されて形成される目的の出力波形の零点通過時点
が定常より内側に偏って通過するものと判断されると、
第５Ｂ図のように減されるものと予測される値の逆数値
である加算用パルスｄｉ（ｔ）を目的データ矩形波に加
算させて第５Ｄ図のような変形された矩形波を作る。上
記変形された矩形波を濾波器に入力させてｇ　（ｔ）と
ｄｉ（ｔ）が合わされて、５Ｌ（ｔ）のような非７ ８ 対称信号波形が出力されるようにして、近接パルス波形
尾の影響を受けて出力波形が定常的に零点を通過するよ
うに等化する。

もし、周辺パルス尾の影響で次のビットと合算されて形
成される目的の出力波形の零点通過時点が定常より外側
に偏って通過するものと判断されると、第５Ｃ図のよう
な増されると予測される値の逆数値である減算用パルス
ｄｉ（ｔ）を目的データ矩形波に加算させて第５Ｅ図の
ような変形された矩形波を作る。上記変形された矩形波
を濾波器に入力させてｇ　（ｔ）とｄ２（ｔ）が合わさ
れて５２（ｔ）のような非対称信号波形が出力されるよ
うにして近接パルス波形尾の影響を受けて出力波形が定
常的に零点を通過するように等化するものである。詳述
の構成及び原理に基づいて本発明によるジッタ等化器の
動作関係を説明する。

ディジタルデータ信号Ｓ１と基本クロック信号ＳＯが入
力される時クロック信号ｓＯは二つの所に印加されるが
、−側はディジタルデータ信号Ｓ１と一緒に遅延部１０
に連結されて遅延のための基本クロックとして使用され
、他側は時間調節信号Ｓ７として利用するために反転器
６０に入力されて反転される。

上記遅延部１０においては入力されたディジタルデータ
信号Ｓｌをクロック信号ＳＯに同期させて一定ビット遅
延させ遅延素子中央の付近で出力する目的のデータ信号
Ｓ３を抽出して出す。したがって、出力される目的のデ
ータ信号Ｓ３は濾波器７０に印加される時多数のクロッ
クが遅延されて供給される。上記のように遅延させる理
由は目的のデータ信号Ｓ３の前後の周辺データのシンボ
ルの構成形態がどのようになっているかを把握するため
である。遅延素子数が多いほど近接データが与える影響
を確実に把握し得るようになっである等化性能が増加す
る。しかし、パルスの尾は時間が経過されると幾何級数
的に小さくなる傾向があって目的のビットと遠く離れた
所のデータパルスによる影響は無視する程度に小さくな
るので限定された数のみ遅延させて知で見ても関係ない
。

上記遅延部ｌＯ内部にある各遅延器で遅延された９ ０ 凡てのデータは各々判断部２０に印加される。

上記判断部２０においては各々の遅延器で遅延されたｎ
個のディジタルデータ列を受けて目的のデータ信号Ｓ３
が濾波器７０を通過する時にとのぐらい歪曲を受けると
か予測する。上記１式でＵ（ｘ）＝０である時のＸ値を
求めるとそれがすぐ歪曲を受けて零点軸を通過する値で
あり、このＸ値が０．５であると歪曲を受けなかったも
のであり、０．５より大きいと外に偏って零点を通過す
るものであり、０．５より小さいと内に偏って零点を通
過する場合である。

もし、Ｘ値が１より大きいとか０より小さいと目的のデ
ータ信号Ｓ３のシンボルと次のデータシンボル符号が同
じ場合、即ち、１と１または−１と−１である場合であ
る。この時にはｘ＝０．５である時Ｕ　（ｘ）値を求め
、その絶対値がｌより大きいと振幅の過渡出力を現わす
場合であり、■より小さいと振幅の減衰出力現わす。

上記のように判断して補像する等化電圧であるＶｘを計
算しなければならないが、これは下記３式のようである
。

Ｖｘ ｂｌ・５（ｘ） ・・・３ ここで、ｎは遅延素子の数である。

上記値（Ｖｘ）１また−１であると目的データ信号影響
を与える尾が互に相衰影響を受けない場合である。

上記（Ｖｘ）が１より大きいと、目的の波形が尾の影響
で基準点Ｘより内に偏って出力される場合であるので、
１より大きいほどの電圧値でパルスの振幅を大きくして
やれば濾波器通過時に歪曲を受けて定常経路に等化され
る。

一方、上記値（Ｖｘ）がｌより小さくｏより大きいと、
目的の出力波形が尾の影響で基準点Ｘより外に偏って出
力される場合であるので、■との差異ほどの電圧値でパ
ルスの振幅を減衰させてやれば濾波器通過時に歪曲を受
けて定常経路に等化される。

１ ２ また、上記値（Ｖｘ）が−■より小さいと、目的の出力
波形か尾の影響で出力波形の振幅か基準より過渡に出力
される場合であるので、■より大きいほどの電圧値でパ
ルスの振幅を減衰させてやれば濾波器通過時に歪曲を受
けて定常経路に等化される。

上記値（Ｖｘ）が−１より大きく、０より小さいと、目
的の出力波形が尾の影響で振幅が基準より減衰して出力
される場合であるので、１との差異ほどの電圧値でパル
スの振幅を大きくしてやれば慮？＆器通過時に歪曲を受
けて定常経路に等化される。

加減算電圧発生器３０においてはそれぞれに異なるｍ個
の電圧を予め保有していたのちに上記判断部２０で上記
のように判断した情報である制御信号＄５を受けてこれ
に一致する補正用加減算電圧Ｓ６を出力する。

上記加減算電圧Ｓ６は時間調節信号Ｓ７が論理１である
時間の間ほどのみ出力される。即ち、クロックの周期中
に後の半周期の間のみ出力される。上記のようにするそ
の理由は、目的のデータ信号Ｓ３が濾波器を通過時の二
倍に周期され、出力波形の後半部の半と次のデータ出力
波形の前半部半と重畳されて目的の出力波形が形成され
るためである。また、近接データ出力波形の尾による影
響を受ける部分もデータの後側の半周期の間であるため
である。

一方、一定ビツト遅延された目的のデータ信号Ｓ３は単
極性（Ｕｎｉｐｏｌａｒ）であるので双極変換器５０で
ディジタル通信に必要な双極性に変形させて合成器４０
に供給される。

上記合成器４０においては上記双極性データ信号Ｓ４を
受けて上記加減算電圧発生器３０の出力である加減算電
圧Ｓ６量ほど合成させて第５Ｄ図及び第５Ｅ図のような
変形されたパルス信号である合成信号Ｓ８を出力する。

加減算の程度は上記のようにデータの構成形態により上
記判断部２０で判断された値を加減算電圧発生器３０で
発生して決定する。

上記のような動作で目的のデータ信号Ｓ３の出力から周
辺データのシンボル構成により条件付の非対称変形矩形
波を濾波器７０を通過させることによって上記ジッタの
歪曲を受けて第２Ａ図、第１Ｅ図のＤ３波形及び第４Ａ
図のように定常的な波形になる３ のでジッタ等化作用をする。

例えば、判断部２０は固定ループ表に基づいたＲＯＭに
置き換えることができ、また加減算電圧発生器３０はＤ
／Ａ変換器に置き換されうる。

以下、第６図に図示された本発明によるジッタ等化器の
一実施例をそれに対する第７図の動作波形とともに説明
する。遅延部ＩＯは５個のＤフリップフロップＵｌｌ−
Ｕ１５をカソード接続して構成され、入力されたディジ
タルデータ信号Ｓ１を総６ビツト遅延させて各遅延値を
遅延が多くなっている順にＡ、Ｂ、Ｃ１Ｄ、Ｅ、Ｆ出力
と称して各々判断部２０に連結し、上記３ビツト遅延さ
れた出力である出力Ｃを目的のデータ信号Ｓ３にして双
極変換器５０の入力と連結する。

上記判断部２０は選択された上記Ｄフリップフロップの
出力端に各々接続された二つの反転器Ｕ２１、Ｕ２２と
この反転器の出力に各々接続された二つのＡＮＤゲーグ
ー２３、Ｕ２４で構成して、二つの加減算命令出力信号
５５−１．５５−２を各々発生してから、加減算電圧発
生器３０の二つの入ノＪと各々４ 連結する。説明の便衣上、本図面においては低置２個の
加減算電圧を発生する場合を例を挙げたことを留意しな
ければならない。

論理回路の構成は目的のデータが近接のデータシンボル
構成によるジッタ歪曲を受ける程度を予測するもので下
記のようである。

先ず、上記遅延部ｌＯで入力されるＡＢＣＤＥＦ６個の
データ論理シンボルによって構成され得る場合の数であ
る６４種のデータ構成形態の各々による補正値（Ｖｘ）
を前記の３式によって添付された第８図の〔表１〕のよ
うに求める。

第８図の〔表１〕で補正値（Ｖｘ）はいろいろであるが
、回路の簡便性のために１．４．０．６、−１．４．０
．６として規格化した補正値（Ｖ　ｙ）をもって補正用
電圧として使用した。但し、この時にはジッタや振幅の
過渡減衰現象を完璧に除去しないで極小化し得る。これ
を完璧に補像しようとすればディジタル−アナログ変換
器（ＤＩＧＩＴＡＬ　ＴＯＡＮＡＬＯＧ　Ｃ０ＮＶＥＲ
ＴＥＲ）等を使用すると可能になる。

第６図のＡＮＤゲーグー２３、Ｕ２４の出力信号５ ６ である５５−１を加算命令信号、５５−２を減算命令信
号とすると、 上記規格化した補正値（Ｖｙ）が１．４である場合・に
は出力波形が歪曲を受けて内側に偏る場合であるので目
的のデータ矩形波の後側の半周期の間を平均レベルより
１．４倍大きく等化させる。

補正値（Ｖｙ）が０．６である場合には出力波形が歪曲
を受けて外側に鞭る場合であるので目的のデータ矩形波
の後側の半周期の間を平均レベルより０．６倍に等化さ
せる。

補正値（Ｖｙ）が−１，４である場合には出力波形が歪
曲を受けて過渡振幅を見せる場合であるので目的データ
矩形波の後側の半周期の間を平均レベルより０．６倍に
等化させる。

補正値（ｖｙ）が−０，６である場合には出力波形が歪
曲を受けて減衰振幅を見せる場合であるので目的のデー
タ矩形波の後側の半周期の間を平均レベルより１．４倍
大きく等化させることとなる。

加減算電圧発生器３０は、上記ＡＮＤゲーグー２３、Ｕ
２４に各々対応される二つのアナログスイッチＳＷ３１
、ＳＷ３２と、電源電圧＋Ｖｃｃと−Ｖｃｃと接地電位
との間に各々接続された二つの抵抗Ｒ３１、Ｒ３２と、
上記抵抗とアナログスイッチとの間に各々接続された二
つの可変抵抗ＶＲ３１，ＶＲ３２と上記アナログスイッ
チに接続される２極スイッチＳＷ３５とで構成されであ
る。

加算電圧は抵抗Ｒ３１及び可変抵抗ＶＲ３１の組合によ
って平均レベルの０．４倍の電圧を作ってスイッチＳＷ
３１に連結されるが、スイッチＳＷ３１は加算命令信号
５５−１が論理ハイである時“ＯＮ”されて加算電圧を
出力する。

減算電圧は抵抗Ｒ３２及び可変抵抗ＶＲ３２の組合によ
って平均レベルの０．４倍の電圧を作ってスイッチＳＷ
３２に連結されるが、スイッチＳＷ３２は減算命令信号
５５−２が論理ハイである時“ＯＮ”されて減算電圧を
出力する。

この時、加減算命令信号５５−１と５５−２とが凡て論
理ロウである場合には凡て短絡されて何等の加減算電圧
を出さない。即ち、電位が０になる。２極スイッチ５Ｗ
３３は時間調節信号Ｓ７によって制７ 御を受けるが、この時間調節信号Ｓ７が論理ロウである
場合には接地電位に連結し、論理ハイである場合にはア
ナログスイッチを通じて加減算出力電圧に連結に出力Ｓ
６提供する。上記時間調節信号Ｓ７は基本クロック信号
ＳＯを反転器Ｕ３Ｏに反転して使用する。

一方、上記の３ビツト遅延された目的のデータ信号Ｓ３
は単極性であるので、比較器Ｕ５１と分圧抵抗Ｒ５１、
Ｒ５２で構成される双極性変換器５０の入力に連結して
双極性に変える。上記双極性変換器５０の比較器Ｕ５１
は、単極性信号を双極性化するために抵抗Ｒ５１、Ｒ５
２の分圧による所定の基準電圧と比較して目的データ信
号Ｓ３の論理状態により基準がＯ電圧レベルである双極
性データ信号Ｓ４に出力する。

上記双極性データ信号Ｓ４は合成器４０の一側入力に連
結されるが、この合成器４０内の演算増幅器Ｕ４１で上
記加減算電圧発生器３０から合成器４０に入力される加
減算電圧Ｓ６と合わされて濾波器７０に出力される。言
い換えれば、演算増幅器Ｕ４１８ の出力は異なるバッファーＵ４２に印加されて上記演算
増幅器Ｕ４１の反転モード作動によって極性が反転され
る。そして、合成器４０の出力は濾波器７０に印加され
る。上記合成器４０は通常ＯＰ　　ＡＭＰのＵ４１．Ｕ
４２と、バイアス用の抵抗Ｒ４１、Ｒ４２、Ｒ４３で構
成され得る。

したがって、もし、上記加減算電圧Ｓ６が０．４倍の増
加分の電圧であると、合成信号Ｓ８は平均レベルの１．
４倍になり、加減算電圧Ｓ６が０．４倍減少分の電圧で
あると合成信号Ｓ８は平均レベルの０．６倍に変形され
て出力され、加減算電圧Ｓ６が０電位である場合には平
均レベルが出力されるようになる。

上記動作に対する第７図の波形度を例を挙げて説明して
見ると、４番目のクロックに該当する無作位データであ
るディジタルデータ信号Ｓｌは論理ｌである。これが３
ビツト遅延されて出力されて目的のデータ信号Ｓ３は７
番目のクロックでディジタルデータ信号Ｓｌと一致され
るデータが出る。これは双極変換器５０で双極性データ
信号Ｓ４と一緒に双極９ ０ 化される。

４番目ビットの、へた二つのビットと次の３ビツトは遅
延部１０で遅延されてＡＢＣＤＥＦ順に“０１１０１０
”になる。Ｃ番目が目的のデータ信号Ｓ３である。前述
の第８図の〔表１〕で見ると、このようなデータ構成の
補正値Ｖｘは１．４であり、したがって加算命令信号５
５−１が論理１になる。しかし、クロックのはじめの半
周期の間は２極スイッチＳＷ３５がパ○ＦＦ”されて加
減算電圧発生器３０の加減算出力電圧Ｓ６かＯ電圧が出
力されて合成信号Ｓ８は平均レベルを出力していてから
残りの半周期の間上記２極スイッチＳＷ３５が“ＯＮ”
されて０．４倍の加算電圧が合成器４０に供給される。

上記合成器４０においては双極性データ信号Ｓ４と混合
されて合成信号Ｓ８と一緒に定常電圧より１．４倍大き
い振幅等化出力である合成信号Ｓ８を出力する。

ここで、波形Ｓ○は基本的なりロック信号であり、波形
Ｓ７は上記基本クロック信号ＳＯの反転信号である時間
調節信号である。

またほかのれいとして、６番目のクロックである無作位
データであるディジタルデータ信号Ｓ１は論理ハイであ
る。これが３ビツト遅延されて出力されて目的のデータ
信号Ｓ３は９番目のクロックでディジタルデータ信号Ｓ
１と一致されるデータが出る。

これは双極変換器５０で双極性データ信号Ｓ４と一緒に
双極性化される。

６番目のビットのへた二つのビットと次の３ビツトは遅
延部１０で遅延されてＡＢＣＤＥＦ順に“１０１００１
”になる。Ｃ番目が目的のデータ信号Ｓ３である。上記
〔表１〕で見るとこのようにデータ構成の補正値（Ｖｘ
）は０．　６であり、したがって減算命令信号５５−２
が論理ハイになる。しかし、クロックのはじめの半周期
の間は２極スイッチ５Ｗ３５が“ＯＦＦ″されて加減算
電圧発生器３０の加減算出力電圧Ｓ６がＯ電圧が出力さ
れて合成信号Ｓ８は平均レベルを出力していてから残り
の半周期の間２極スイッチＳＷ３５が“ＯＮ”されて０
．４倍の減算電圧が合成器４０に供給される。

上記合成器４０においては双極性データ信号Ｓ４と混合
されて合成信号Ｓ８と一緒に定常電圧より０゜１ ６倍に振幅等化出力である合成信号Ｓ８を出力する。

詳述のように本発明によるジッタ等花器は従来ディジタ
ル変復調時に帯域幅の制限用に使用される濾波器で発生
される零点通過時点が変化する衛星震え誤差であるジッ
タを極小化させることによって正確な時間位相情報を抽
出し得るようにし、受信器が簡単しても性能に低下を与
えない効果を得る。

また、本発明によるシック等花器は入力されるデータの
ビットレートが変化してもデータに同期された基本クロ
ックによって本発明の動作が決定されるので発明の構成
を変更しずにもそのまま使用可能である。さらに、本発
明はディジタル的な方法でジッタを等化して凡てディジ
タル素子として具現し得るので温度及び周辺環境に影響
を少し受けて設計及び製作上の変化に敏感な部分が少さ
く、また、既存の濾波器の前に追加設置して動作するの
で各種形態の濾波器に既存の回路の変更なしに使用可能
な長所のあるジッタ等化器を提供する。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図は濾波器に入力される周期Ｔｓのパルス２ 入力波形図、 第１Ｂ図は上記第１Ａ図のパルス入力に対する濾波器の
出力応答波形図、 第１Ｃ図は基本クロック信号８０図、 第１Ｄ図は基本クロック信号ＳＯに同期された無作位Ｎ
ＲＺデータで濾波器の入力信号８１図、第１Ｅ図は上記
入力信号Ｓｌの入力時の濾波器の出力信号８２図、 第２Ａ図は上記濾波器出力信号Ｓ２に対するオシロスコ
ープ上の理想的な目状の波形図、第２Ｂ図は上記濾波器
出力信号Ｓ２に対するオシロスコープ上のジッタが発生
された実際的な目状の波形図、 第３図は本発明によるジッタ等花器０ブロック図、第４
Ａ図ないし第４Ｅ図は各々データシンボルの構成形態に
よりジッタ及び振幅の過渡／減衰現象が発生される説明
のためにデータ形態の一例を挙げて各部の波形を図示し
た図、 第５Ａ図ないし第５Ｅ図は各々多様な波形の入力パルス
対出力応答特性を図示する波形図で、５Ａは３ ４ ナイキスト濾波器のインパルス特性を、５Ｂは加算用パ
ルスｄｉ（ｔ）を、５Ｃは減算用パルスｄ２（１）を、
５Ｄは加算されて変形されたパルス５ｌ（１）を、５Ｅ
は減算されて変形されたパルス５２ｔ）を各々図示した
図、 第６図は本発明によるジッタ等花器の一実施例を図示し
た回路図、 第７図は第６図における各部の動作波形図、そして 第８図は第６図における各データ構成による補正値Ｖｘ
を示わす図表を示す図である。 ＊図面の主要部分に対する符号の説明＊ｌ：濾波器（Ｆ
ｉｌｔｅｒ） １０：遅延部（Ｄｅｌａｙ　Ｃ１ｒｃｕｉｔ）２０：判
断部 ３０：加減算電圧発生器 ４０：合成部（Ａｄｄｅｒ） ５０：双極変換器（Ｕｎｉｐｏｌａｒ−ｔｏ−Ｂｉｏｐ
ｏｌａｒ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ） ６０：反転器（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ） （ 平成２年３月２７０差出 手続補正書く自発） 平成　１年　３月２７日

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）ディジタル信号伝送用濾波器のジッタ、過渡振幅及
   び信号減衰現象を等化する等化器において、 多数個の遅延素子を具備し、無作為（Ｎｏｎ−Ｒｅｔ−
   ｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ：ＮＲＺ）の入力データを基本
   クロックに同期させて所定のビットほど遅延させること
   によって遅延された入力データを出力するとともに上記
   多数個の遅延素子に各々対応される多数ビットのデータ
   列を提供する遅延手段、 上記多数ビットのデータ列から上記入力データの論理シ
   ンボルの構成形態に相応する指示データを生成し、上記
   指示データは上記遅延された入力データが隣接したデー
   タから受け得る歪曲の程度を予測し得るようにする情報
   に該当する論理手段、上記論理手段で生成された指示デ
   ータに対応して、予め指定された加算電圧または減算電
   圧を時間制御信号の制御により出力する加減算電圧発生
   手段、 上記遅延手段から出力される単極性の上記遅延された入
   力データを双極性データに変換する双極変換手段、及び 上記双極変換手段から出力された双極性入力データと上
   記加減算電圧発生手段から加算電圧または減算電圧を合
   成することにより、上記双極性入力データが濾波器を通
   過するとき隣接するパルス出力波形の尾部分の影響を受
   けて歪曲される信号の量を予め補償するようにするため
   の合成手段とから構成されることを特徴とする等化器。 ２）上記基本クロック信号の入力端と上記加減算電圧発
   生手段との間に時間制御信号発生手段をもっと具備した
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の等化器
   。 ３）上記時間制御信号発生手段は上記基本クロック信号
   を入力にし、その出力を上記加減算電圧発生手段に提供
   する少なくとも一つの論理的な反転器で構成することを
   特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の等化器。 ４）上記遅延手段は、 多数個の遅延素子がカソード形態に接続されており、無
   作為のＮＲＺ入力データを所定の基本クロックに同期さ
   せて所定ビットほど遅延されるように構成したことを特
   徴とする特許請求の範囲第１項に記載の等化器。 ５）上記遅延素子は各々少なくとも一つのＤ−フリップ
   フロップで構成したことを特徴とする特許請求の範囲第
   ４項に記載の等化器。 ６）上記論理手段は、 上記遅延手段の各遅延素子の出力端から論理反転器と論
   理積演算器の組合された一対を対応させて構成して上記
   入力データの論理のシンボル構成形態に相応する指示デ
   ータを提供するように構成したことを特徴とする特許請
   求の範囲第４項に記載の等化器。 ７）上記指示データは加算電圧または減算電圧を指示す
   るための少なくとも二つの状態の論理信号であることを
   特徴とする特許請求の範囲第６項に記載の等化器。 ８）上記加減算電圧発生手段は、 上記論理手段から提供される上記指示データの論理状態
   に対応して動作される少なくとも二つのスイッチを具備
   して上記スイッチのＯＮ／ＯＦＦ状態により所定の加算
   電圧または減算電圧が供給されるように構成したことを
   特徴とする特許請求の範囲第６項に記載の等化器。 ９）上記加減算電圧発生手段は、 上記時間制御信号の論理状態に対応して動作される２極
   スイッチを上記少なくとも二つのスイッチと上記合成手
   段との間にもっと具備したことを特徴とする特許請求の
   範囲第８項に記載の等化器。 １０）上記スイッチはアナログスイッチであることを特
   徴とする特許請求の範囲第８項に記載の等化器。 １１）上記双極変換手段は所定の基準電圧と上記遅延さ
   れた入力データを比較する少なくとも一つの比較器回路
   とから構成したことを特徴とする特許請求の範囲第８項
   に記載の等化器。 １２）上記合成手段は上記双極変換手段の出力と上記加
   減算電圧発生手段の出力を合算する少なくとも一つの演
   算増幅器と多数のバイアス抵抗とから構成されることを
   特徴とする特許請求の範囲第１１項に記載の等化器。 １３）ディジタル信号伝送用濾波器のジッタ、過渡振幅
   及び信号減衰現象を等化する等化方法において、 データ信号の前後データの論理状態により、上記データ
   信号が濾波器を通過する時、前後データの出力パルス波
   形の尾の合成分によって歪曲を受ける程度を予め予測す
   る過程と、上記予測された結果により、尾成分の和が陰
   の方向に大きくなって上記データ信号の濾波器の出力波
   形が定常的な出力より低い値の方に歪曲されると判断さ
   れる時、上記データ信号を、濾波器通過以前に、平均レ
   ベルより予測される尾の和ほど高く矩形波の出力振幅を
   等化する過程と、 上記予測された結果により、尾成分の和が陽の方向に大
   きくなって上記データ信号の濾波器出力波形が定常的な
   出力より高い値の方に歪曲されると判断される時、上記
   データ信号を、濾波器通過以前に、平均レベルより予測
   される尾の和ほど低く矩形波の振幅を等化する過程とか
   らなることを特徴とする等和方法。 １４）上記振幅を等化する過程で上記データ信号の矩形
   波周期の後方の半周期のみを変形させて等化することを
   特徴とする等化方法。