JPH0360374A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は、制御電源などに使用するスイッチングレギュ
レータに関する。

Ｂ０発明の概要 本発明は、出力巻線とコントロール巻線を有する変圧器
の１次巻線とスイッチングトランジスタを直列に接続し
、このスイッチングトランジスタのベースとエミッタ間
に抵抗等と直列に接続された前記トランスのコントロー
ル巻線と並列にダイオードとコンデンサの直列回路を接
続し、前記ベースとこのコンデンサとの間にツェナーダ
イオードを接続したスイッチングレギュレータにおいて
、前記スイッチングトランジスタのベースとエミッタ間
にＰＮＰ　）ランジスタを接続すると共に、スイッチン
グトランジスタのベースと前記ツェナーダイオードとの
間に抵抗を接続し、前記ＰＮＰトランジスタのベースを
ツェナーダイオードに接続し、スイッチングトランジス
タをＯＦＦするためのツェナーダイオードへの分流をＰ
ＮＰトランジスタに流すことにより少なくシ、ツェナー
ダイオードの電圧精度を高め出力電圧精度を向上させる
ようにしたものである。

また、コントロール巻線と並列に接続されたダイオード
とコンデンサの直列回路に直列にコンデンサの充電時定
数を決定する抵抗を接続し、コンデンサの端子電圧が確
立する時間を制御することにより、ツェナーダイオード
が導通するまでの時間（スイッチングトランジスタのＯ
Ｎ時間）を制御して負荷電流変化に対する電圧精度を向
上するようにしたものである。

Ｃ９従来の技術 従来、種々の制御電源等に広く用いられているＲ　ＣＣ
（Ｒｉｎｇｉｎｇ　Ｃｈｏｋｅ　Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）
方式によるマルチ出力型スイッチングレギュレータは、
第７図に示すように、直流入力電圧ｖｎｃ端子１，２間
に、出力巻線Ｎｓ□・・・Ｎｕｎ及びコントロール巻線
Ｎａを有するトランスの１次巻線Ｎｐとスイッチングト
ランジスタＴ□を直列に接続し、端子１とトランジスタ
Ｔ０のベース間に起動用抵抗Ｒａを接続し、トランジス
タＴ０のベース・エミッタ間に抵抗ＲＢ、コンデンサＣ
Ｂ及びコントロール巻線ＮＢを直列に接続し、コントロ
ール巻線Ｎａと並列に、ダイオードＤ３と、抵抗Ｒ２が
並列接続されたコンデンサＣ７の直列回路を接続し、ト
ランジスタＴ□のベースとコンデンサＣ３との間にツェ
ナーダイオードＺＤ、を接続し、出力巻線Ｎ　ｓ　＋　
＋・・・Ｎｕｎには夫々ダイオードＤ　４１　ｒ・・・
Ｄ　４ｎ及びコンデンサＣ□。

・・・ｃｓｎよりなる整流回路を接続して構成されてい
る。そして、次のように動作する。

■直流入力電圧ＶＯＣが印加されると、起動抵抗Ｒ６を
通してスイッチングトランジスタＴ　ＰＩにベース電流
ＩＢが流れ、トランジスタＴ、がＯＮする。

■このトランジスタＴ　Ｐ＋のＯＮにより、１次巻線Ｎ
ｐに電圧ＶＤＣが印加され、コントロール巻線ＮＢには
、ＶＢ−（Ｎ、／Ｎ、）　・ＶＤＣの電圧が発生する。

この電圧ＶＢはトランジスタＴ、、、の順バイアス方向
に発生するので、トランジスタＴ　ｒｌはＯＮ状態を維
持する。

■コンデンサＣ２はコントロール巻線Ｎａからトランジ
スタＴ□のＯＦＦ期間にダイオードＤ、を通して充電さ
れ、負の電圧ｖｃとなっている。電圧ｖｃがＶ　ｃ−Ｖ
　ｚ　＋　Ｖ　Ｂ　！ｌ　Ｊｕｌ：なると、ツェナーダ
イオードＺＤ、が導通して電流Ｉ２が流れる。このため
、電流■８が減少してトランジスタＴ、がＯＦＦする。

■トランジスタＴ　ｒ、がＯＦＦすると、トランスの各
巻線には逆起電力が発生し、出力巻線Ｎ８□・・・ＮＳ
ｎから夫々ダイオードＤ　４１　＋　　・・・Ｄ　４ｎ
を通して夫々負荷電流が流れ出す。

■夫々の負荷電流はある期間経過後にエネルギーを放出
し終わり、０になる。このとき、出力巻線Ｎ□、・・・
Ｎ　Ｓｎの残留エネルギーがバックスウィングしてコン
トロール巻線ＮＢに電圧を発生させてトランジスタＴ０
をＯＮする。

以上の繰り返しでトランジスタＴ　ｒ　ｌのスイッチン
グ動作が継続する。しかして、出力巻線Ｎ８．。

・・・Ｎ８，１に発生した電圧は、夫々ダイオードＤ　
４１　ｒ・・・Ｄ　４ｎで整流され、コンデンサＣ□、
・・・Ｃ５ｎで平滑され、直流出力電圧Ｖｓ＋＋　・・
・Ｖａｎが出力される。

Ｄ８発明が解決しようとした課題 ところで、このスイッチングレギュレータにおいて、直
流入力電圧ＶＯＣを変化させた場合のある出力巻線Ｎｓ
Ｉの出力電圧ｖｓＩの変化は、第８図に示すように変動
し、一定の出力電圧が得られない。

また、負荷変動に対し出力電圧も第９図、第１０図に示
すように変動する。一般に第７図に示すような回路構成
では、出力電圧の安定化には限界があり、現実には出力
電圧をフィードバックして制御したり、３端子レギユレ
ータによって出力電圧の安定化を図っている。しかし、
このような方法をとると、部品点数が増加し、コストア
ップとなる。

本発明は、従来の技術の有するこのような問題点に鑑み
てなされたものであり、その目的としたところは、出力
電圧を直接監視することなく、簡単な構成で安定した出
力電圧を得ることができるスイッチングレギュレータを
提供することにある。

８０課題を解決するための手段 上記目的を達成するために、本発明におけるスイッチン
グレギュレータは、出力巻線とコントロール巻線を有す
る変圧器の１次巻線とスイッチングトランジスタを直列
に接続し、このスイッチングトランジスタのベースとエ
ミッタ間に抵抗等と直列に接続された前記トランスのコ
ントロール巻線と並列にダイオードとコンデンサの直列
回路を接続し、前記ベースとこのコンデンサとの間にツ
ェナーダイオードを接続、したものにおいて、前記スイ
ッチングトランジスタのベースとエミッタ間にＰＮＰト
ランジスタを接続すると共に、・スイッチングトランジ
スタのベースと前記ツェナーダイオードとの間に抵抗を
接続し、前記ＰＮＰトランジスタのベースをツェナーダ
イオードに接続したものである。

上記スイッチングレギュレータは、コントロール巻線と
並列に接続されたダイオードとコンデンサの直列回路に
直列にコンデンサの充電時定数を決定する抵抗を接続す
ると更によくなる。

７１作用 出力電圧Ｖ８は、次式で表される。

ただし、Ｎ８ニドランスの出力巻線数、ＮＢニドランス
のコントロール巻線数、ｖ２：ツェナーダイオードのツ
ェナー 電圧、 ■８：コントロール巻線に発生する電 圧、 Ｖ’、ｒ、：出力回路のダイオードの順方向電圧降下、 ■式のように、出力電圧Ｖｓはツェナー電圧Ｖ２の精度
によりきまる。

ツェナー電圧は流れる電流によって変化するが、ＰＮＰ
　）ランジスタを設けたことにより、スイッチングトラ
ンジスタをＯＦＦするための、ツェナーダイオードに流
れていた分流電流のうちの大部分がＰＮＰトランジスタ
に流れ、ツェナーダイオードに流れる電流は大巾に減少
するので、ツェナー電圧ｖ２の精度がよくなり、出力電
圧の精度が向上する。

また、単位時間当たりにトランスに蓄えられるエネルギ
ー量と出力電力とが等しいことから、次式の関係が成立
する。

ただし、Ｌｐ：）ランス１次側のインダクタンス、 Ｉｃｐニスイツチングトランジスタのコレクタ電流のピ
ーク値、 ｆニスイツチングトランジスタのス イッチング周波数、 ｖ８：出力電圧、 Ｉ８：出力電流 ■式より、負荷電流Ｉ８が変化しても出力電圧Ｖｓを一
定に保つためには、スイッチング周波数ｆ１あるいは電
流１　ｃｐｓつまりスイッチングトランジスタのＯＮ時
間を制御すればよいことになる。

コントロール巻線と並列に接続されたダイオードとコン
デンサの直列回路に直列に接続した抵抗により、コンデ
ンサの充電時定数を決定し、コンデンサの端子電圧が確
立する時間を制御すれば、ツェナーダイオードが導通す
るまでの時間、即ちスイッチングトランジスタのオン時
間を制御することができる。したがって、負荷電流が変
化しても出力電圧を一定に保つことができる。

Ｇ、実施例 実施例について図面を参照して説明する。

第１図及び第４図は実施例にかかるスイッチングレギュ
レータの回路図である。なお、前記従来第１０図に示し
たものと同一構成部分は、同一符号を付してその重複す
る説明を省略する。

実施例１、 第１図において、この実施例は、従来回路におけるスイ
ッチングトランジスタＴ　ｒ　ｌのベース・エミッタ間
にＰＮＰＩ−ランジスタＴ、を接続すると共に、トラン
ジスタＴｒ１のエミッタ・ベース間に抵抗Ｒ３を接続し
、ツェナーダイオードＺＤ、のカソードをトランジスタ
Ｔ、のベースに接続したものである。

次に、この回路の動作について説明する。

コンデンサＣ２の電圧ｖｃがＶ。−ｖ　、＋　ｖ　ｔ、
ｚになり、ツェナーダイオードＺＤ、が導通ずるとトラ
ンジスタＴ、はＯＮするので、トランジスタＴ□をＯＦ
Ｆするために分流電流１．（第７図）のうち、実際にＺ
Ｄ、に流れる電流は従来形に比べて大きく減少する。ダ
イオードＺＤ、のツェナー電圧は流れる電流によって変
化するが、トランジスタＴ、により、その影響は小さく
なる。したがって、出力電圧Ｖ　、、、・・・Ｖ８ｎの
精度が向上する。第２図は第８図の測定と同一トランス
を用い、同一巻線の出力電圧を測定したものである。

しかして、従来第７図のものは、第８図のように入力電
圧範囲１５０〜３００ｖにおいて約１５％の電圧変動が
見られたのに対し、この実施例では、第２図のように電
圧変動が約１１５となり、大巾に改善された。

実施例２、 第３図において、この実施例は、第１図の回路における
コントロール巻線ＮＢとダイオードＤ、との間に抵抗Ｒ
４を接続したものである。

次に、この回路の動作について説明する。

抵抗Ｒ４によってコンデンサＣ２の充電時定数を決定し
、電圧■。が確立する時間を制御することにより、ツェ
ナーダイオードＺＤ、が導通ずるまでの時間、即ちトラ
ンジスタＴ０のＯＮ時間を制御することができる。した
がって抵抗Ｒ４の値を適宜選定することにより、負荷電
流Ｉ８が変化しても出力電圧ｖｇを一定に保つことがで
きる。第４図〜第６図は、第８図の測定と同一トランス
を用い、同一巻線の出力電圧を測定したものである。

しかして、従来第７図のものは第９図、第１０図のよう
に６〜１６Ｗの負荷変動範囲において１１〜１６％の出
力電圧変動が見られたのに対し、この実施例では、第４
図、第５図のように電圧変動が大巾に改善された。

また、入力電圧変動に対する出力電圧の変化も第６図に
示すように入力電圧１１０〜３６０ｖの広範囲で電圧変
動が約３％という極めて良好な結果が得られた。

Ｈ９発明の効果 本発明は、上述のとおり構成されているので、次に記載
する効果を奏する。

請求項（１）のスイッチングレギュレータにおいては、 ■直流入力電圧が変動しても一定の出力電圧が得られる
。

■出力電圧を直接監視することなく、従来のものにトラ
ンジスタと抵抗を夫々１個付加しただけの簡単な構成で
入力電圧変動の影響を受けにくい電源回路が安価に得ら
れる。

■モータを駆動するためのインバータ装置の制御電源を
直流中間電圧から得ようとした場合、同電圧はモータか
らの回生電圧で大きく変動し、出力電圧も変動してしま
うが、本発明のスイッチングレギュレータをこの制御電
源として用いれば、定した出力電圧が得られ、安定した
インバータ制御を行うことができる。また、インバータ
装置以外にも入力電圧の影響を受けない安価な電源回路
として応用することができる。

請求項（２）のスイッチングレギュレータにおいては、
前記■〜■に加えて、 ■抵抗を１個加えるだけの簡単な構成で、負荷が大きく
変動しても一定出力電圧を得ることができる。

■負荷変動の影響を受けにくいので、インバータ装置の
安定したドライバー電源を得ることができる。また、イ
ンバータ装置以外にも入力端子変動。

負荷変動に強い安価な電源回路として応用することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は実施例にかかるスイッチングレギュレータの回
路図、第２図はその人、出力電圧特性を示すグラフ、第
３図は他の実施例にかかるスイッチングレギュレータの
回路図、第４図及び第５図その負荷、出力電圧特性を示
すグラフ、第６図は同じく人、出力電圧特性を示すグラ
フ、第７図は従来スイッチングレギュレータの回路図、
第８図はその人、出力電圧特性を示すグラフ、第９図及
び第１Ｏ図は同じく負荷、出力電圧特性を示すグラフで
ある。 Ｔ、・・・スイッチングトランジスタ、Ｎｐ、　Ｎｓ。 Ｎ１・・トランスの１次、出力、コントロール巻線。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）出力巻線とコントロール巻線を有する変圧器の１
   次巻線とスイッチングトランジスタを直列に接続し、こ
   のスイッチングトランジスタのベースとエミッタ間に抵
   抗等と直列に接続された前記トランスのコントロール巻
   線と並列にダイオードとコンデンサの直列回路を接続し
   、前記ベースとこのコンデンサとの間にツェナーダイオ
   ードを接続したものにおいて、 前記スイッチングトランジスタのベースとエミッタ間に
   ＰＮＰトランジスタを接続すると共に、スイッチングト
   ランジスタのベースと前記ツェナーダイオードとの間に
   抵抗を接続し、前記ＰＮＰトランジスタのベースをツェ
   ナーダイオードに接続したことを特徴としたスイッチン
   グレギュレータ。
2. （２）コントロール巻線と並列に接続されたダイオード
   とコンデンサの直列回路に直列にコンデンサの充電時定
   数を決定する抵抗を接続したことを特徴とした請求項（
   １）記載のスイッチングレギュレータ。