JPH0359341A - 空気調和装置用可調整交流電源装置 - Google Patents
空気調和装置用可調整交流電源装置Info
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- JPH0359341A JPH0359341A JP1195949A JP19594989A JPH0359341A JP H0359341 A JPH0359341 A JP H0359341A JP 1195949 A JP1195949 A JP 1195949A JP 19594989 A JP19594989 A JP 19594989A JP H0359341 A JPH0359341 A JP H0359341A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
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- F25B2600/021—Inverters therefor
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は、三相整流器およびインバータによって構成さ
れる周波数変換装置からなる可調整交流電源装置、およ
びそれを用いた空気調和装置に関する。
れる周波数変換装置からなる可調整交流電源装置、およ
びそれを用いた空気調和装置に関する。
（従来の技術）
三相整流器およびインバータによって構成される周波数
変換装置は、半導体素子およびマイクロコンビ二一夕の
発展に伴い、例えば空気調和機などの産業機器の可変速
駆動制御にも広く用いられ、きめ細かな制御を容易に行
うことができるようになってきている。ところが一方で
は、このような装置によるきめ細かな制御を行うことに
より、少なからぬ高調波電圧ないし高調波電流が生じ、
それが他の機器に無視し得ない悪影響を与える事態が生
じてきている。そこで、このような高調波電圧ないし高
調波電流に対する低減策が求められるようになってきた
。この種の高調波問題は、原因追及が困難であることも
あって、その管理基準があいまいな上、電力会社と需要
家の責任範囲が明確でなく、種々の問題が顕在化してき
ている。
変換装置は、半導体素子およびマイクロコンビ二一夕の
発展に伴い、例えば空気調和機などの産業機器の可変速
駆動制御にも広く用いられ、きめ細かな制御を容易に行
うことができるようになってきている。ところが一方で
は、このような装置によるきめ細かな制御を行うことに
より、少なからぬ高調波電圧ないし高調波電流が生じ、
それが他の機器に無視し得ない悪影響を与える事態が生
じてきている。そこで、このような高調波電圧ないし高
調波電流に対する低減策が求められるようになってきた
。この種の高調波問題は、原因追及が困難であることも
あって、その管理基準があいまいな上、電力会社と需要
家の責任範囲が明確でなく、種々の問題が顕在化してき
ている。
第１４図は周知の周波数変換装置の一構成例を示すもの
である。商用の交流電源２から、ダイオードからなる三
相整流器すなわち三相非制御整流器３、および入力コン
デンサ４を有するインバータ５を介して、可変電圧・可
変周波数の制御された交流電力が電動機６に供給される
。電動機６は図示していない空気調和機の冷凍サイクル
に含まれるコンプレッサに結合されているものとする。
である。商用の交流電源２から、ダイオードからなる三
相整流器すなわち三相非制御整流器３、および入力コン
デンサ４を有するインバータ５を介して、可変電圧・可
変周波数の制御された交流電力が電動機６に供給される
。電動機６は図示していない空気調和機の冷凍サイクル
に含まれるコンプレッサに結合されているものとする。
整流器３およびコンデンサ人力型インバータ５からなる
周波数変換装置に交流電源２から流れる負荷電流１１は
、第１５図に例示するように純粋の正弦波からずれた波
形、すなわち高調波成分を含んだ波形をしている。特に
第１４図に例示するようなインバータ５の場合に流れる
負荷電流１１（第１５図）には大きな第５高調波成分が
含まれている。
周波数変換装置に交流電源２から流れる負荷電流１１は
、第１５図に例示するように純粋の正弦波からずれた波
形、すなわち高調波成分を含んだ波形をしている。特に
第１４図に例示するようなインバータ５の場合に流れる
負荷電流１１（第１５図）には大きな第５高調波成分が
含まれている。
第１４図に例示すような周波数変換装置を用いた場合に
流れる負荷電流に含まれる高調波成分を減少させるため
に、例えばビルディングの電源設備では、第１６図に示
すように、結線の光なる２台の変圧器７Ａおよび７Ｂ（
図示の場合、第１の変圧器７ＡはΔ−Δ結線、第２の変
圧器７ＢはΔ−Ｙ結線）を用いて３０°の位相差を有す
る出力交流電圧を得て、その負荷側に整流器３Ａ、
３Ｂおよびリアクトル８Ａ、８Ｂ以下の２系統の周波数
変換装置を接続する方式が提案されている。位相差変圧
器方式とでも称すべきこの方式の場合、個々の周波数変
換装置の人力負荷電流１．、Ｉ２は第１５図に示す負荷
電流１１との間に本質的には何ら変りが無いが、その合
成電流すなわち交流電源２から見た負荷電流■。は、上
述の位相差により、より正弦波に近い波形、すなわち高
調波成分のより少ない波形とすることができる。
流れる負荷電流に含まれる高調波成分を減少させるため
に、例えばビルディングの電源設備では、第１６図に示
すように、結線の光なる２台の変圧器７Ａおよび７Ｂ（
図示の場合、第１の変圧器７ＡはΔ−Δ結線、第２の変
圧器７ＢはΔ−Ｙ結線）を用いて３０°の位相差を有す
る出力交流電圧を得て、その負荷側に整流器３Ａ、
３Ｂおよびリアクトル８Ａ、８Ｂ以下の２系統の周波数
変換装置を接続する方式が提案されている。位相差変圧
器方式とでも称すべきこの方式の場合、個々の周波数変
換装置の人力負荷電流１．、Ｉ２は第１５図に示す負荷
電流１１との間に本質的には何ら変りが無いが、その合
成電流すなわち交流電源２から見た負荷電流■。は、上
述の位相差により、より正弦波に近い波形、すなわち高
調波成分のより少ない波形とすることができる。
なお第１６図に示すように、整流器３Ａ、３Ｂの直流出
力側に直列に挿入された平滑リアクトル８Ａ、８Ｂも高
調波低減策の一つとして機能する。
力側に直列に挿入された平滑リアクトル８Ａ、８Ｂも高
調波低減策の一つとして機能する。
（発明が解決しようとする課題）
高調波低減策として知られている上述の位相差変圧器方
式は、両周波数変換装置に全く同一構成のものを用い、
全く同一の制御方式を適用することができるという利点
はあるが、２組の整流器用変圧器を別置するので、コス
ト高となるのが欠点である。また、直列リアクトル方式
は、装置を割に安価に構成することはできるが、それの
みでは高調波低減効果が不十分である。
式は、両周波数変換装置に全く同一構成のものを用い、
全く同一の制御方式を適用することができるという利点
はあるが、２組の整流器用変圧器を別置するので、コス
ト高となるのが欠点である。また、直列リアクトル方式
は、装置を割に安価に構成することはできるが、それの
みでは高調波低減効果が不十分である。
本発明は以上の事情を考慮してなされたもので、より安
価に、より効率的に高調波電流成分を低減することの可
能な可調整交流電源装置およ・びそれを用いた空気調和
装置を提供することを目的とする。
価に、より効率的に高調波電流成分を低減することの可
能な可調整交流電源装置およ・びそれを用いた空気調和
装置を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段）
本発明の可調整交流電源装置の第１の特徴は、三相非制
御型整流器およびインバータによって構成された第１の
周波数変換装置と、三相ｈ１制御型整流器およびインバ
ータによって構成された第２の周波数変換装置と、両周
波数変換装置に交流電力を供給する共通の交流電源と、
各インバータを制御する手段と、交流電源から見た両周
波数変換装置の合成高調波電流を低減させるように第２
の周波数変換装置の整流器を位相制御する手段とを備え
たことにある。
御型整流器およびインバータによって構成された第１の
周波数変換装置と、三相ｈ１制御型整流器およびインバ
ータによって構成された第２の周波数変換装置と、両周
波数変換装置に交流電力を供給する共通の交流電源と、
各インバータを制御する手段と、交流電源から見た両周
波数変換装置の合成高調波電流を低減させるように第２
の周波数変換装置の整流器を位相制御する手段とを備え
たことにある。
本発明の可調整交流電源装置の第２の特徴は、三相非制
御整流器およびインバータによって構成された第１の周
波数変換装置と、三相可制御整流器およびインバータに
よって構成された第２の周波数変換装置と、両周波数変
換装置に交流電力を供給する共通の交流電源と、可制御
整流器を通常時は制御角ゼロで運転し、高調波低減指令
を受けるこにより可制御整流器の制御角を交流電源から
見た両周波数変換装置の合成高調波電流が低減されるよ
うにシフトする手段とを備えたことにある。
御整流器およびインバータによって構成された第１の周
波数変換装置と、三相可制御整流器およびインバータに
よって構成された第２の周波数変換装置と、両周波数変
換装置に交流電力を供給する共通の交流電源と、可制御
整流器を通常時は制御角ゼロで運転し、高調波低減指令
を受けるこにより可制御整流器の制御角を交流電源から
見た両周波数変換装置の合成高調波電流が低減されるよ
うにシフトする手段とを備えたことにある。
本発明の可調整交流電源装置の第３の特徴は、それぞれ
三相可制御整流器およびインバータによって構成された
複数の周波数変換装置と、これらの周波数変換装置に交
流電力を供給する共通の交流電源と、各周波数変換装置
を制御する手段と、各周波数変換装置についてオンオフ
状態を検知すると共に負荷電流を推定する運転状態検出
手段と、この運転状態検出手段の検出結果に従って運転
中の周波数変換装置のトータル電流を推定する手段と、
高調波低減指令を受けることによりトータル電流がほぼ
均等に２分されるように運転中の周波数変換装置を２群
に分類し、その−ｈの群の可制御整流器と他方の群の可
制御整流器を両者の間にほぼ３０″の制御角差を持たせ
て制御する手段とを備えたことにある。
三相可制御整流器およびインバータによって構成された
複数の周波数変換装置と、これらの周波数変換装置に交
流電力を供給する共通の交流電源と、各周波数変換装置
を制御する手段と、各周波数変換装置についてオンオフ
状態を検知すると共に負荷電流を推定する運転状態検出
手段と、この運転状態検出手段の検出結果に従って運転
中の周波数変換装置のトータル電流を推定する手段と、
高調波低減指令を受けることによりトータル電流がほぼ
均等に２分されるように運転中の周波数変換装置を２群
に分類し、その−ｈの群の可制御整流器と他方の群の可
制御整流器を両者の間にほぼ３０″の制御角差を持たせ
て制御する手段とを備えたことにある。
さらに本発明の特徴は、三相非制御型整流器およびＬＣ
レスインバータによって構成された第１の周波数変換装
置と、この第１の周波数変換装置プレッサと、三相可制
御型！ｉ流器およびコンデンサ入力型電圧型インバータ
によって構成された第２の周波数変換装置と、この第２
の周波数変換装置によって駆動される第２のモータと、
この第２のモータによって駆動される第２の冷媒循環用
コンプレッサと、両周波数変換装置に交流電力を供給す
る共通の交流電源と、各インバータを制御する手段と、
交流電源から見た両周波数変換装置の合成高調波電流を
低減させるように第２の周波数変換装置の整流器を位相
制御する手段とを備えた空気調和装置にある。
レスインバータによって構成された第１の周波数変換装
置と、この第１の周波数変換装置プレッサと、三相可制
御型！ｉ流器およびコンデンサ入力型電圧型インバータ
によって構成された第２の周波数変換装置と、この第２
の周波数変換装置によって駆動される第２のモータと、
この第２のモータによって駆動される第２の冷媒循環用
コンプレッサと、両周波数変換装置に交流電力を供給す
る共通の交流電源と、各インバータを制御する手段と、
交流電源から見た両周波数変換装置の合成高調波電流を
低減させるように第２の周波数変換装置の整流器を位相
制御する手段とを備えた空気調和装置にある。
（作 用）
本発明によれば、一部の整流器を制御角０°で運転し、
他の整流器を高調波低減指令を受けることにより適当な
制御角、例えば３０″で運転することにより、両者の合
成電流として共通の交流電源から流れる負荷電流を、よ
り正弦波に近い、すなわち、より高調波の低減されたも
のとすることができる。
他の整流器を高調波低減指令を受けることにより適当な
制御角、例えば３０″で運転することにより、両者の合
成電流として共通の交流電源から流れる負荷電流を、よ
り正弦波に近い、すなわち、より高調波の低減されたも
のとすることができる。
（実施例）
第１図は本発明の一実施例を示すものである。
第１図においては、商用三相交流電？ｊＩＡ２から、ダ
イオードからなる三相非制御整流器３Ａ、およびパワー
トランジスタからなるインバータ５Ａによって構成され
た第１の周波数変換装置９Ａを介して、制御された交流
電圧および周波数の交流電力が第１の交流電動機６Ａに
供給される。周波数変換装置９Ａは、整流器３Ａとイン
バータ５Ａとの間に人力コンデンサなどを接続していな
い、いわゆるＬＣレス型である。さらに共通の交流電源
２から、サイリスタからなる三相可制御整流器３Ｂ、直
列リアクトル８Ｂと並列コンデンサ４Ｂとからなる平滑
回路、およびパワートランジスタからなるインバータ５
Ｂによって構成された第２の周波数変換装置９Ｂを介し
て、制御された交流電圧および周波数の交流電力が第２
の交流電動機６Ｂに供給される。可制御整流器３Ｂは変
換器制御装置（ＣＰＵ）１０によりサイリスタドライバ
１１を介して点弧制御される。インバータ５Ａ。
イオードからなる三相非制御整流器３Ａ、およびパワー
トランジスタからなるインバータ５Ａによって構成され
た第１の周波数変換装置９Ａを介して、制御された交流
電圧および周波数の交流電力が第１の交流電動機６Ａに
供給される。周波数変換装置９Ａは、整流器３Ａとイン
バータ５Ａとの間に人力コンデンサなどを接続していな
い、いわゆるＬＣレス型である。さらに共通の交流電源
２から、サイリスタからなる三相可制御整流器３Ｂ、直
列リアクトル８Ｂと並列コンデンサ４Ｂとからなる平滑
回路、およびパワートランジスタからなるインバータ５
Ｂによって構成された第２の周波数変換装置９Ｂを介し
て、制御された交流電圧および周波数の交流電力が第２
の交流電動機６Ｂに供給される。可制御整流器３Ｂは変
換器制御装置（ＣＰＵ）１０によりサイリスタドライバ
１１を介して点弧制御される。インバータ５Ａ。
５Ｂはそれぞれ変換器制御装ｙ；ｌｌＯによりトランジ
スタドライバ１２Ａ、１２Ｂを介してＰＷＭ（パルス幅
変調）制御されるものとする。Ｊ 制御整流器３Ｂは変
換器制御装置１０により常時は制御角α−０″として非
制８ｖｉ流器と同様に運転されるが、変換器制御装置１
０に高調波低減指令Ｓが与えられると、可制御整流器３
Ｂは制御角α−３０°で運転される。
スタドライバ１２Ａ、１２Ｂを介してＰＷＭ（パルス幅
変調）制御されるものとする。Ｊ 制御整流器３Ｂは変
換器制御装置１０により常時は制御角α−０″として非
制８ｖｉ流器と同様に運転されるが、変換器制御装置１
０に高調波低減指令Ｓが与えられると、可制御整流器３
Ｂは制御角α−３０°で運転される。
ここで第１図の装置の作用の説明に先立って、第２図お
よび第３図を参照して原理的なところを説明しておく。
よび第３図を参照して原理的なところを説明しておく。
第２図に示すように、交流電源２から、ダイオードによ
り三相ブリッジ整流回路として構成された非制御整流器
３を介して負荷１６に電力を供給する回路を考えてみる
。ここでは負荷１６として等価抵抗を考えている。この
ような典型的な非制御型整流回路における各アームＵ、
Ｖ、 Ｗ、 Ｘ。
り三相ブリッジ整流回路として構成された非制御整流器
３を介して負荷１６に電力を供給する回路を考えてみる
。ここでは負荷１６として等価抵抗を考えている。この
ような典型的な非制御型整流回路における各アームＵ、
Ｖ、 Ｗ、 Ｘ。
Ｙ、 Ｚに流れる電流、すなわちアーム電流Ｉ 。
１ 、Ｉ 、Ｉ 、Ｉ 、Ｉ は、第５図（
ａ）ｗｘｙｚ に示すように、１サイクル３６０’のうち、個々のアー
ムはそれぞれ１２０＠ずつ交互に、しかも正側と負側と
で互いに６０＠ずつ位相差をもって電流を流す。整流回
路３の交流側のＲ，Ｓ、Ｔ各相線電流ｌＲ１ｌ５．ｆｒ
は、それぞれ１２０区間正側に通電、６０°区間休止、
１２０区間負側に通電、および６０°区間休止を繰り返
す形の、はぼ矩形波の交流電流が流れる。なお、負荷１
６に流−れる負荷電流Ｉ は、アーム電流１ 、Ｉ
。
ａ）ｗｘｙｚ に示すように、１サイクル３６０’のうち、個々のアー
ムはそれぞれ１２０＠ずつ交互に、しかも正側と負側と
で互いに６０＠ずつ位相差をもって電流を流す。整流回
路３の交流側のＲ，Ｓ、Ｔ各相線電流ｌＲ１ｌ５．ｆｒ
は、それぞれ１２０区間正側に通電、６０°区間休止、
１２０区間負側に通電、および６０°区間休止を繰り返
す形の、はぼ矩形波の交流電流が流れる。なお、負荷１
６に流−れる負荷電流Ｉ は、アーム電流１ 、Ｉ
。
Ｌ ｕｖ
夏 またはＩ 、Ｉ 、１ を合成したものとな
ｗ ｘｙｚ る。
ｗ ｘｙｚ る。
これに対して第３図に示すように、非制ｇ！Ｊｆｌ流器
３の負荷側に直列の人カリアクドル８Ａおよび並列の人
力コンデンサ４Ａを有するコンデンサ人力型のインバー
タ５を介して負荷６が接続されている場合、線電流、例
えばＲ相線電流！Ｒは、第５図（ｂ）に示すように、半
サイクルに２つの正弦波状の山を有する波形となる。
３の負荷側に直列の人カリアクドル８Ａおよび並列の人
力コンデンサ４Ａを有するコンデンサ人力型のインバー
タ５を介して負荷６が接続されている場合、線電流、例
えばＲ相線電流！Ｒは、第５図（ｂ）に示すように、半
サイクルに２つの正弦波状の山を有する波形となる。
第４図に示すように整流器３とインバータ５との間に入
カリアクドルおよび人力コンデンサを接続していない、
いわゆるＬＣレスのインバータの場合の線電流ＩＲは、
第５図（ｃ）に示すように、インバータのＰＷＭ周波数
に対応するリップルを含んだ矩形波に近い電流波形とな
る。
カリアクドルおよび人力コンデンサを接続していない、
いわゆるＬＣレスのインバータの場合の線電流ＩＲは、
第５図（ｃ）に示すように、インバータのＰＷＭ周波数
に対応するリップルを含んだ矩形波に近い電流波形とな
る。
次に、第１図に示すように整流器が可制御整流器３Ｂと
して構成されている場合、可制御整流器３Ｂの制御角α
に応じて、第６図（ａ）に示すように（図示の場合、α
ζ３０°）、のこぎり波状の負荷電流■、が流れる。本
発明によれば、常哨はα−０′″として運転される。α
−Ｏｅということは実質的にダイオードからなる非制御
整流器として構成されているのと同一であり、第６図（
ｂ）に示す波形の線電流ＩＲが流れる。この波形は、す
でに述べた第５図（ｂ）の波形と同一である。
して構成されている場合、可制御整流器３Ｂの制御角α
に応じて、第６図（ａ）に示すように（図示の場合、α
ζ３０°）、のこぎり波状の負荷電流■、が流れる。本
発明によれば、常哨はα−０′″として運転される。α
−Ｏｅということは実質的にダイオードからなる非制御
整流器として構成されているのと同一であり、第６図（
ｂ）に示す波形の線電流ＩＲが流れる。この波形は、す
でに述べた第５図（ｂ）の波形と同一である。
ここで可制御整流器３Ｂの制御角αをずらし、α−３０
”とする。この場合の線電流ＩＲは、第６図（ｃ）に示
すように、α−０″の場合（第６図（ｂ））に比べて制
御角α−３０″の分だけシフトしたものとなる。
”とする。この場合の線電流ＩＲは、第６図（ｃ）に示
すように、α−０″の場合（第６図（ｂ））に比べて制
御角α−３０″の分だけシフトしたものとなる。
次に第７図を参照して、コンデンサ人力型インバータを
負荷とすることを前提として、非制御整流器３Ａを通し
て流れる線電流■２□と、所定の制御角α、例えばα−
３０＠で運転されている口■制御整流器３Ｂを通して流
れる線電流１１？２とを合成した線電流’ＲＯを考えて
みる。非制御整流器３Ａを通して流れる線電流ｌＩ？１
として第７図（ａ）に示す波形のものが得られ、可制御
整流器３Ｂを通して流れる線電流ＩＲ□として第７図（
ｂ）に示す波形のものが得られ、さらに、画線電流’ｌ
？１および■Ｒ２を合成した電流、すなわち交流電源２
から見たＲ相線電流ＩＲＱとして、同図（ｃ）に示す波
形のものが得られる。ここで分かるのは、第７囚（Ｃ）
の場合、より正弦波に近い、すなわち、より高調波成分
の少ない電流波形をしていることである。
負荷とすることを前提として、非制御整流器３Ａを通し
て流れる線電流■２□と、所定の制御角α、例えばα−
３０＠で運転されている口■制御整流器３Ｂを通して流
れる線電流１１？２とを合成した線電流’ＲＯを考えて
みる。非制御整流器３Ａを通して流れる線電流ｌＩ？１
として第７図（ａ）に示す波形のものが得られ、可制御
整流器３Ｂを通して流れる線電流ＩＲ□として第７図（
ｂ）に示す波形のものが得られ、さらに、画線電流’ｌ
？１および■Ｒ２を合成した電流、すなわち交流電源２
から見たＲ相線電流ＩＲＱとして、同図（ｃ）に示す波
形のものが得られる。ここで分かるのは、第７囚（Ｃ）
の場合、より正弦波に近い、すなわち、より高調波成分
の少ない電流波形をしていることである。
そこで本発明は、交流電源２に２組の周波数変換装＠９
Ａ、９Ｂが接続されて運転されている場合、常時は非制
御整流器３Ａのみならず可制御整流器３Ｂも制御角α−
〇″で運転し、高調波低減指令Ｓが入力されることによ
り可制御整流器３Ｂを制御角α−３０″で運転するもの
とする。こうすることにより、交流電源２側から見た高
調波電流成分を大幅に低減させることができる訳である
。
Ａ、９Ｂが接続されて運転されている場合、常時は非制
御整流器３Ａのみならず可制御整流器３Ｂも制御角α−
〇″で運転し、高調波低減指令Ｓが入力されることによ
り可制御整流器３Ｂを制御角α−３０″で運転するもの
とする。こうすることにより、交流電源２側から見た高
調波電流成分を大幅に低減させることができる訳である
。
実験例によれば、第３図に示すようなコンデンサ人力型
のインバータを有する２組の周波数変換装置を両整流器
共α−Ｏ″（非制御）で運転した場合に４０％程度含ま
れていた第５高調波成分を、一方の周波数変換装置の整
流器を可制御型とし、制御角α−３０°で運転すること
により、交流電源２側から見て２０％以下に低減させる
ことができた。また、第４図に示すようなＬＣレスの周
波数変換装置と第３図に示すようなコンデンサ人力型イ
ンバータを有する周波数変換装置とを組合わせて、両整
流器共α−０″ （非制御〉で運転した場合に２０％程
度含まれていた第５高調波成分を、後者の整流器を可制
御型とし、制御角α−３０″で運転することにより１０
％以下に低減させることができた。
のインバータを有する２組の周波数変換装置を両整流器
共α−Ｏ″（非制御）で運転した場合に４０％程度含ま
れていた第５高調波成分を、一方の周波数変換装置の整
流器を可制御型とし、制御角α−３０°で運転すること
により、交流電源２側から見て２０％以下に低減させる
ことができた。また、第４図に示すようなＬＣレスの周
波数変換装置と第３図に示すようなコンデンサ人力型イ
ンバータを有する周波数変換装置とを組合わせて、両整
流器共α−０″ （非制御〉で運転した場合に２０％程
度含まれていた第５高調波成分を、後者の整流器を可制
御型とし、制御角α−３０″で運転することにより１０
％以下に低減させることができた。
この種の周波数変換装置は、例えば２組の室内機のそれ
ぞれに固有の冷凍サイクルを備えた可調整形のマルチエ
アコンシステムに応用することができる。
ぞれに固有の冷凍サイクルを備えた可調整形のマルチエ
アコンシステムに応用することができる。
このようなマルチエアコンシステムにおいては、２組の
周波数変換装置を備え、各周波数変換装置に負荷として
冷凍サイクル駆動用コンプレッサモータを接続すると共
に、このコンプレッサモータに冷凍サイクルを構成する
コンプレッサを結合する。そのような場合、第１の冷凍
サイクルを駆動する第１の周波数変換装置では整流器を
非制御型にすると共にコンデンサレス（ＬＣレス）方式
とし、第２の冷凍サイクルを駆動する第２の周波数変換
装置では整流器を可制御型として構成しておく。そして
、第８図に特性線８０で示すように、空調負荷に対応す
る指令周波数ｆ を発してそれに対応する空調能力Ｐを
発揮させるようにするものとする。１台しか運転しない
Ｍ点までの領域Ａでは第１の周波数変換装置により第１
の冷凍サイクルを運転し、２台共運転するＭ点からＮ点
までの領域では、両系統でほぼ均等に負荷を分担する。
周波数変換装置を備え、各周波数変換装置に負荷として
冷凍サイクル駆動用コンプレッサモータを接続すると共
に、このコンプレッサモータに冷凍サイクルを構成する
コンプレッサを結合する。そのような場合、第１の冷凍
サイクルを駆動する第１の周波数変換装置では整流器を
非制御型にすると共にコンデンサレス（ＬＣレス）方式
とし、第２の冷凍サイクルを駆動する第２の周波数変換
装置では整流器を可制御型として構成しておく。そして
、第８図に特性線８０で示すように、空調負荷に対応す
る指令周波数ｆ を発してそれに対応する空調能力Ｐを
発揮させるようにするものとする。１台しか運転しない
Ｍ点までの領域Ａでは第１の周波数変換装置により第１
の冷凍サイクルを運転し、２台共運転するＭ点からＮ点
までの領域では、両系統でほぼ均等に負荷を分担する。
図ではＢ領域が第１の周波数変換装置の分担領域であり
、Ｃ領域が第２の周波数変換装置の分子Ｑ ｐＨ域であ
り、高調波低減指令Ｓにより、または高１凋波低減指令
Ｓが無くても、制御角α−３０＠て運転するようにする
。このような運転を行うことにより、２台運転する場合
の合成高調波電流を、すでに述べたようにして低減させ
ることができる。
、Ｃ領域が第２の周波数変換装置の分子Ｑ ｐＨ域であ
り、高調波低減指令Ｓにより、または高１凋波低減指令
Ｓが無くても、制御角α−３０＠て運転するようにする
。このような運転を行うことにより、２台運転する場合
の合成高調波電流を、すでに述べたようにして低減させ
ることができる。
なお、１台運転のＡ領域において、非制御型の第１の周
波数変換装置の代わりに、可制御型の第２の周波数変換
装置の整流器を高調波低減指令Ｓなしとして制御角α−
０″で運転するようにしても全く同様の作用効果を達成
することができる。
波数変換装置の代わりに、可制御型の第２の周波数変換
装置の整流器を高調波低減指令Ｓなしとして制御角α−
０″で運転するようにしても全く同様の作用効果を達成
することができる。
さらに、ピルディング用マルチェアコンシテムのように
、より多くの室内機を有する、より多くの周波数変換装
置を備えていて、空調負荷に応じて運転台数を調節する
方式、すなわち軽負荷時には、より少ない運転台数とし
、重負荷時には、より多い運転台数とする運転方式も実
施されている。
、より多くの室内機を有する、より多くの周波数変換装
置を備えていて、空調負荷に応じて運転台数を調節する
方式、すなわち軽負荷時には、より少ない運転台数とし
、重負荷時には、より多い運転台数とする運転方式も実
施されている。
その場合、各系統の容量に大きな差が無ければ、全体と
してほぼ半分の周波数変換装置の整流器をα−０＠で運
転し、残りの周波数変換装置の整流器をα−３０″で運
転すれば、２組の周波数変換装置の場合と同様の作用・
効果を得ることができる。
してほぼ半分の周波数変換装置の整流器をα−０＠で運
転し、残りの周波数変換装置の整流器をα−３０″で運
転すれば、２組の周波数変換装置の場合と同様の作用・
効果を得ることができる。
なお、インバータの出力電圧Ｖと出力周波数ｆの比Ｖ／
ｆは、第９図に実線９１で示すように電動機側からの要
請に従ってほぼ一定値となるように制御されるが、可制
御型整流器を所定の制御角α、例えば３０°をもって運
転する場合は、その制御角に応じて直流電圧が低下する
。その直流電圧低下分を補償するために、第９図に破線
９２で示すように同一の周波数ｆに対して電圧Ｖの値が
より大きくなるようにＶ／ｆ直線を上方にシフトアップ
させるのがよい。このような制御を行う場合のフローチ
ャートを第１０図に示す。
ｆは、第９図に実線９１で示すように電動機側からの要
請に従ってほぼ一定値となるように制御されるが、可制
御型整流器を所定の制御角α、例えば３０°をもって運
転する場合は、その制御角に応じて直流電圧が低下する
。その直流電圧低下分を補償するために、第９図に破線
９２で示すように同一の周波数ｆに対して電圧Ｖの値が
より大きくなるようにＶ／ｆ直線を上方にシフトアップ
させるのがよい。このような制御を行う場合のフローチ
ャートを第１０図に示す。
第１０図は、可制御整流器３Ａおよびインバータ５Ａか
らなる周波数変換装置９Ａ（第１図）の制御態様を示す
ものであって、当初は可制御整流器３Ｂを制御角α−０
６とし室内機側からの運転指令により運転を継続する（
ステップＳ１、ステップＳ２）。高調波低減指令Ｓが無
い限り以上の運転を継続する（ステップＳ３→ステツプ
Ｓｌ）。
らなる周波数変換装置９Ａ（第１図）の制御態様を示す
ものであって、当初は可制御整流器３Ｂを制御角α−０
６とし室内機側からの運転指令により運転を継続する（
ステップＳ１、ステップＳ２）。高調波低減指令Ｓが無
い限り以上の運転を継続する（ステップＳ３→ステツプ
Ｓｌ）。
高調波低減指令Ｓが人力されると、インバータ５Ａの入
力端子低下分だけ出力電圧を補償してやるために電圧Ｖ
を破線９２（第９図）に従って制御角３０″による直流
電圧低下分に対応させて上方にシフトアップさせた特性
にする（ステップＳ４）と共に、可制御整流器３Ｂを制
御角α−３０＠にシフト（ステップＳ５）して運転を継
続する（ステップＳ６）。この運転状態は高調波低減指
令Ｓがある限り継続され、高調波低減指令Ｓが無くなる
と当初の制御角α−０＠の運転状態に戻る（ステップＳ
７→ステツプＳｔ）。
力端子低下分だけ出力電圧を補償してやるために電圧Ｖ
を破線９２（第９図）に従って制御角３０″による直流
電圧低下分に対応させて上方にシフトアップさせた特性
にする（ステップＳ４）と共に、可制御整流器３Ｂを制
御角α−３０＠にシフト（ステップＳ５）して運転を継
続する（ステップＳ６）。この運転状態は高調波低減指
令Ｓがある限り継続され、高調波低減指令Ｓが無くなる
と当初の制御角α−０＠の運転状態に戻る（ステップＳ
７→ステツプＳｔ）。
第１図の実施例においては、可制御整流器３Ｂをサイリ
スタから構成するものとしたが、可制御という趣旨から
してサイリスタに代えて制御可能な他の整流素子、例え
ばトランジスタにしてもよい。同様に、インバータ５Ａ
、５Ｂを構成する整流素子をトランジスタ以外のスイッ
チング素子、例えばサイリスクなどに変更してもよい。
スタから構成するものとしたが、可制御という趣旨から
してサイリスタに代えて制御可能な他の整流素子、例え
ばトランジスタにしてもよい。同様に、インバータ５Ａ
、５Ｂを構成する整流素子をトランジスタ以外のスイッ
チング素子、例えばサイリスクなどに変更してもよい。
次に他の実施例について説明する。
複数の周波数変換装置が設けられており、しかも各系統
の容量が異なっている場合がある。例えばマルチエアコ
ンシステムの場合がそれである。
の容量が異なっている場合がある。例えばマルチエアコ
ンシステムの場合がそれである。
空気調和されるべき室が多数あり、しかも各室の広さが
まちまちであって各室内機ごとに設けられた冷凍サイク
ルすなわちコンプレッサ容量が異なっているような場合
がそれである。このような場合は、制御角α−０＠で運
転されている整流器の台数と制御角α−３０°で運転さ
れている整流器の台数とをほぼ等しくしただけでは、必
ずしも所期の目的を達成することができない。
まちまちであって各室内機ごとに設けられた冷凍サイク
ルすなわちコンプレッサ容量が異なっているような場合
がそれである。このような場合は、制御角α−０＠で運
転されている整流器の台数と制御角α−３０°で運転さ
れている整流器の台数とをほぼ等しくしただけでは、必
ずしも所期の目的を達成することができない。
整流器およびインバータからなる周波数変換装置に負荷
として接続されるコンプレッサモータの電流すなわち整
流器の電流は運転周波数（運転Ｈｚ）によって異なり、
さらに第１１図に示すように、容量によっても異なる。
として接続されるコンプレッサモータの電流すなわち整
流器の電流は運転周波数（運転Ｈｚ）によって異なり、
さらに第１１図に示すように、容量によっても異なる。
図では、横軸を運転周波数（運転Ｈｚ）とし、縦軸に電
流をとった場合の特性を、容量２Ｕ、３Ｕ、４Ｕ、５Ｕ
をパラメータとして概念的に示している。空気調和機の
場合、このように運転周波数が決定されると、その系統
の周波数変換装置の負荷電流も決定されるので、ある系
統の空調負荷に従って運転周波数が決定されると、その
系統の周波数変換装置の負荷電流を知ることができる。
流をとった場合の特性を、容量２Ｕ、３Ｕ、４Ｕ、５Ｕ
をパラメータとして概念的に示している。空気調和機の
場合、このように運転周波数が決定されると、その系統
の周波数変換装置の負荷電流も決定されるので、ある系
統の空調負荷に従って運転周波数が決定されると、その
系統の周波数変換装置の負荷電流を知ることができる。
この負荷電流とそれに含まれる高調波電流成分との間に
はほぼ比例的な相関関係があるので、負荷電流をバラン
スさせることにより高調波電流成分の大きさをもバラン
スさせることできる。
はほぼ比例的な相関関係があるので、負荷電流をバラン
スさせることにより高調波電流成分の大きさをもバラン
スさせることできる。
第１２図は以上の考えに従って構成された本発明のさら
に他の実施例を示すものである。各冷凍サイクルごとに
それぞれＣＰＵを含む室外機コントローラ２１，２２．
２３．２４，２５．・・・２Ｎが設けられている。これ
らの室外機コントローラによって所属の周波数変換装置
および冷凍サイクルのオンオフ並びに運転周波数が制御
される。各室外機コントローラは、図示していない所属
の室内ユニットコントローラからの制御指令によって制
御される。各室外機コントローラ２１〜２Ｎのオンオフ
状態および運転周波数（運転Ｈｚ）がそれぞれ運転状態
検出回路３１，３２，３３．・・・・・・３Ｎによって
検出され、ＣＰＵからなる共通の高調波制御装置５０に
取り込まれる。高調波制御装置５０は、各運転状態検出
回路３１〜３Ｎからの検出結果と、高調波低減指令Ｓと
に基づいて、後述のようにして決定されるところに従い
、室外機コントローラ２１〜２Ｎにインターフェイス４
１゜４２．４３．・・・４Ｎを介して、それぞれに属す
る各整流器の制御角αとして、α−０″またはα−３０
″の旨の指令を発する。
に他の実施例を示すものである。各冷凍サイクルごとに
それぞれＣＰＵを含む室外機コントローラ２１，２２．
２３．２４，２５．・・・２Ｎが設けられている。これ
らの室外機コントローラによって所属の周波数変換装置
および冷凍サイクルのオンオフ並びに運転周波数が制御
される。各室外機コントローラは、図示していない所属
の室内ユニットコントローラからの制御指令によって制
御される。各室外機コントローラ２１〜２Ｎのオンオフ
状態および運転周波数（運転Ｈｚ）がそれぞれ運転状態
検出回路３１，３２，３３．・・・・・・３Ｎによって
検出され、ＣＰＵからなる共通の高調波制御装置５０に
取り込まれる。高調波制御装置５０は、各運転状態検出
回路３１〜３Ｎからの検出結果と、高調波低減指令Ｓと
に基づいて、後述のようにして決定されるところに従い
、室外機コントローラ２１〜２Ｎにインターフェイス４
１゜４２．４３．・・・４Ｎを介して、それぞれに属す
る各整流器の制御角αとして、α−０″またはα−３０
″の旨の指令を発する。
その場合、α−０″またはα−３０’という決定は次の
ようにして行われる。
ようにして行われる。
第１３図に示すように、高調波制御装置５０はまず高調
波低減指令Ｓがあるかどうかを確記する（ステップ５１
１）。無い場合は、そのままの運転状態を継続する。有
る場合は、運転状態検出回路３１〜３Ｎからの検出結果
に従い、運転中のインバータの運転周波数を取り込み（
ステップ５１２）、第１１図に例示するような特性に基
づいて運転中のインバータのトータル電流を推定する（
ステップ５１３）。次に、このトータル電流がほぼ均等
に２分されるように運転ψの系統の全整流器を、α−０
＠で運転される整流器群と、α−３０’で運転される整
流器群とに分類する（ステップ５１４）。次に、α−３
０’で運転するものとした整流器を制御する室外機コン
トローラに対し所属のインターフェイスを介して高調波
低減信号を送信する（ステップ５１５）。このようにし
て、容量の異なる複数の周波数変換装置が設けられてい
る場合においても、可及的により少ない高調波電流成分
のもとての運転を継続することができる。
波低減指令Ｓがあるかどうかを確記する（ステップ５１
１）。無い場合は、そのままの運転状態を継続する。有
る場合は、運転状態検出回路３１〜３Ｎからの検出結果
に従い、運転中のインバータの運転周波数を取り込み（
ステップ５１２）、第１１図に例示するような特性に基
づいて運転中のインバータのトータル電流を推定する（
ステップ５１３）。次に、このトータル電流がほぼ均等
に２分されるように運転ψの系統の全整流器を、α−０
＠で運転される整流器群と、α−３０’で運転される整
流器群とに分類する（ステップ５１４）。次に、α−３
０’で運転するものとした整流器を制御する室外機コン
トローラに対し所属のインターフェイスを介して高調波
低減信号を送信する（ステップ５１５）。このようにし
て、容量の異なる複数の周波数変換装置が設けられてい
る場合においても、可及的により少ない高調波電流成分
のもとての運転を継続することができる。
この場合、全整流器中のほぼ半数を非制御型とするか、
可制御型ではあるが制御角をα−０″に固定しておき、
その都度、両型のものが適当な組合せで選択されるよう
にすることもできる。さらに、すべての整流器を可制御
型にしておき、その都度、必要に応じてα−０″または
３０’に裏足するようにしてもよい。
可制御型ではあるが制御角をα−０″に固定しておき、
その都度、両型のものが適当な組合せで選択されるよう
にすることもできる。さらに、すべての整流器を可制御
型にしておき、その都度、必要に応じてα−０″または
３０’に裏足するようにしてもよい。
以上述べたように本発明によれば、交ａ ｒｂ ＪｊＡ
に接続された複数系統の周波数変換装置を、一部の整流
器を制御角α−０°で運転し、他の整流器を制御角α−
３０°で運転することにより、位相差を有する交流電圧
を出力するための２組の整流器用変圧器を用いたりする
ことなく、より少ない高調波電流のもとで運転すること
ができる。
に接続された複数系統の周波数変換装置を、一部の整流
器を制御角α−０°で運転し、他の整流器を制御角α−
３０°で運転することにより、位相差を有する交流電圧
を出力するための２組の整流器用変圧器を用いたりする
ことなく、より少ない高調波電流のもとで運転すること
ができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
整流器の回路構成を示す結線図、第３図は整流器の出力
側にコンデンサ入力型インバータを接続した周波数変換
装置の回路構成図、第４図は整流器の出力側をインバー
タの入力側に直接接続したＬＣレス型の周波数変換装置
の回路構成図、第５図（ａ）〜（ｃ）は非制御整流器の
出力電流波形を説明するためのグラフ、第６図（ａ）〜
（ｃ）は位相制御を行った整流器の出力電流波形を説明
するためのグラフ、第７図は位相制御を行わない整流器
の出力電流と位相制御を行った整流器の出力電流を合成
した電流の波形を説明するためのグラフ、第８図はマル
チエアコンシステムにおける指令周波数と各系統の能力
分担の態様例を示す特性線図、第９図はインバータの出
力周波数と出力電圧との関係を説明するためのグラフ、
第１０図は第１図の装置の制御態様を説明するためのフ
ローチャート、第１１図は空気調和機における運転周波
数と周波数変換装置の負荷電流との関係を冷凍サイクル
の容量をパラメータとして例示する特性線図、第１２図
はマルチエアコンシテムに本発明を適用した場合の実施
例を示すブロック図、第１３図は第１２図の実施例の制
御態様を説明するためのフローチャート、第１４図は一
般的なコンデンサ人力型インバータを有する周波数変換
装置の回路構成図、第１５図は第１４図の回路における
周波数変換装置の入力端子波形を示す波形図、第１６図
は２組の周波数変換装置の入力端にそれぞれ整流器用変
圧器を有する従来の周波数変換装置の回路構成図である
。 ２・・・商用交流電源、３，３Ａ、３Ｂ・・・三相整流
器、４．４Ａ、４Ｂ・・・コンデンサ、５．５Ａ。 ５Ｂ・・・インバータ、６，６Ａ、６Ｂ・・・電動機、
８゜８Ａ、８Ｂ・・・リアクトル、１０・・・変換器制
御装置（ＣＰＵ） 、５０・・・高調波制御装置、Ｓ・
・・高調波低減指令。
整流器の回路構成を示す結線図、第３図は整流器の出力
側にコンデンサ入力型インバータを接続した周波数変換
装置の回路構成図、第４図は整流器の出力側をインバー
タの入力側に直接接続したＬＣレス型の周波数変換装置
の回路構成図、第５図（ａ）〜（ｃ）は非制御整流器の
出力電流波形を説明するためのグラフ、第６図（ａ）〜
（ｃ）は位相制御を行った整流器の出力電流波形を説明
するためのグラフ、第７図は位相制御を行わない整流器
の出力電流と位相制御を行った整流器の出力電流を合成
した電流の波形を説明するためのグラフ、第８図はマル
チエアコンシステムにおける指令周波数と各系統の能力
分担の態様例を示す特性線図、第９図はインバータの出
力周波数と出力電圧との関係を説明するためのグラフ、
第１０図は第１図の装置の制御態様を説明するためのフ
ローチャート、第１１図は空気調和機における運転周波
数と周波数変換装置の負荷電流との関係を冷凍サイクル
の容量をパラメータとして例示する特性線図、第１２図
はマルチエアコンシテムに本発明を適用した場合の実施
例を示すブロック図、第１３図は第１２図の実施例の制
御態様を説明するためのフローチャート、第１４図は一
般的なコンデンサ人力型インバータを有する周波数変換
装置の回路構成図、第１５図は第１４図の回路における
周波数変換装置の入力端子波形を示す波形図、第１６図
は２組の周波数変換装置の入力端にそれぞれ整流器用変
圧器を有する従来の周波数変換装置の回路構成図である
。 ２・・・商用交流電源、３，３Ａ、３Ｂ・・・三相整流
器、４．４Ａ、４Ｂ・・・コンデンサ、５．５Ａ。 ５Ｂ・・・インバータ、６，６Ａ、６Ｂ・・・電動機、
８゜８Ａ、８Ｂ・・・リアクトル、１０・・・変換器制
御装置（ＣＰＵ） 、５０・・・高調波制御装置、Ｓ・
・・高調波低減指令。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、三相非制御型整流器およびインバータによって構成
された第１の周波数変換装置と、三相可制御型整流器お
よびインバータによって構成された第２の周波数変換装
置と、前記両周波数変換装置に交流電力を供給する共通
の交流電源と、前記各インバータを制御する手段と、前
記交流電源から見た前記両周波数変換装置の合成高調波
電流を低減させるように前記第２の周波数変換装置の整
流器を位相制御する手段とを備えたことを特徴とする可
調整交流電源装置。 ２、前記高調波低減手段は前記第２の周波数変換装置の
整流器をほぼ３０°の制御角で制御することを特徴とす
る請求項１記載の可調整交流電源装置。 ３、前記第１の周波数変換装置のインバータはＬＣレス
インバータとして構成され、前記第２の周波数変換装置
のインバータはコンデンサ入力型電圧型インバータとし
て構成されていることを特徴とする請求項１記載の可調
整交流電源装置。 ４、三相非制御整流器およびインバータによって構成さ
れた第１の周波数変換装置と、三相可制御整流器および
インバータによって構成された第２の周波数変換装置と
、前記両周波数変換装置に交流電力を供給する共通の交
流電源と、前記可制御整流器を通常時は制御角ゼロで運
転し、高調波低減指令を受けるこにより前記可制御整流
器の制御角を前記交流電源から見た前記両周波数変換装
置の合成高調波電流が低減されるようにシフトする手段
とを備えたことを特徴とする可調整交流電源装置。 ５、前記可制御整流器の制御角のシフト量はほぼ３０°
であることを特徴とする請求項４記載の可調整交流電源
装置。 ６、通常時は前記各インバータの出力電圧Ｖおよび出力
周波数ｆの比Ｖ／ｆをほぼ一定に制御すると共に、前記
高調波低減指令を受けることにより前記第２の周波数変
換装置のインバータの出力電圧Ｖを前記第２の周波数変
換装置の可制御整流器の制御角に応じてステップアップ
する手段を備えたことを特徴とする請求項４記載の可調
整交流電源装置。 ７、それぞれ三相可制御整流器およびインバータによっ
て構成された複数の周波数変換装置と、これらの周波数
変換装置に交流電力を供給する共通の交流電源と、前記
各周波数変換装置を制御する手段と、前記各周波数変換
装置についてオンオフ状態を検知すると共に負荷電流を
推定する運転状態検出手段と、この運転状態検出手段の
検出結果に従って運転中の周波数変換装置のトータル電
流を推定する手段と、高調波低減指令を受けることによ
り前記トータル電流がほぼ均等に２分されるように前記
運転中の周波数変換装置を２群に分類し、その一方の群
の可制御整流器と他方の群の可制御整流器を両者の間に
ほぼ３０°の制御角差を持たせて制御する手段とを備え
たことを特徴とする可調整交流電源装置。 ８、前記一方の群の可制御整流器の制御角は０°であり
、他方の群の可制御整流器の制御角はほぼ３０°である
ことを特徴とする請求項７記載の可調整交流電源装置。 ９、三相非制御型整流器およびＬＣレスインバータによ
って構成された第１の周波数変換装置と、この第１の周
波数変換装置によって駆動される第１のモータと、この
第１のモータによって駆動される第１の冷媒循環用コン
レッサと、三相可制御型整流器およびコンデンサ入力型
電圧型インバータによって構成された第２の周波数変換
装置と、この第２の周波数変換装置によって駆動される
第２のモータと、この第２のモータによって駆動される
第２の冷媒循環用コンプレッサと、前記両周波数変換装
置に交流電力を供給する共通の交流電源と、前記各イン
バータを制御する手段と、前記交流電源から見た前記両
周波数変換装置の合成高調波電流を低減させるように前
記第２の周波数変換装置の整流器を位相制御する手段と
を備えたことを特徴とする空気調和装置。
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