JPH04265667A - 空気調和装置用可調整交流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

［発明の目的］

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、三相整流器およびイン
バータによって構成される周波数変換装置からなる空気
調和装置用可調整交流電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】三相整流器およびインバータによって構
成される周波数変換装置は、半導体素子およびマイクロ
コンピュータの発展に伴い、空気調和装置の可変速駆動
制御にも広く用いられ、きめ細かな制御を容易に行うこ
とができるようになってきている。ところが一方では、
このような装置によるきめ細かな制御を行うことにより
高調波電圧あるいは高調波電流が生じ、これが他の機器
に様々な悪影響を与える事態が発生してきている。そこ
で、このような高調波電圧あるいは高調波電流に対する
低減策が求められるようになってきた。

【０００３】第１１図は周知の周波数変換装置の一構成
例を示すものである。商用の交流電源２からダイオード
からなる三相整流器すなわち三相非制御整流器３、およ
び入力コンデンサ４を有するインバータ５を介して可変
電圧・可変周波数の制御された交流電力が電動機６に供
給される。電動機６は図示していないが複数の室内ユニ
ットに接続されるダクト式の空気調和装置の冷凍サイク
ルに含まれる熱交換器に対向設置される送風機に結合さ
れているものとする。この送風機はダクトにより接続さ
れる各室内ユニットの検出温度と設定温度との比較に基
づいて要求される送風量に応じてインバータにより回転
制御される。そして、上記整流器３およびコンデンサ入
力型インバータ５からなる周波数変換装置に交流電源２
から流れる負荷電流Ｉ１（第１２図）には大きな第５高
調波成分が含まれている。

【０００４】第１１図に例示するような周波数変換装置
を用いた場合に流れる負荷電流に含まれる高調波成分を
減少させるために、例えばビルディングの電源設備では
、第１３図に示すように、結線の異なる２台の変圧器７
Ａおよび７Ｂ（図示の場合、第１の変圧器７Ａは△−△
結線、第２の変圧器７Ｂは△−Ｙ結線）を用いて３０度
の位相差を有する出力交流電圧を得て、その負荷側に整
流器３Ａ，３Ｂおよびリアクトル８Ａ，８Ｂ以下の２系
統の周波数変換装置を接続する方式がある。この方式の
場合、個々の周波数変換装置の入力負荷電流Ｉ１，Ｉ２
は第１２図に示す負荷電流Ｉ１との間に本質的には何ら
変わりがないが、その合成電流すなわち交流電源２から
見た負荷電流Ｉ０は、上述の位相差により、より正弦波
に近い波形、すなわち高調波成分より少ない波形とする
ことができる。なお、第１３図に示すように、整流器３
Ａ，３Ｂの直流出力側に直列に挿入された平滑リアクト
ル８Ａ，８Ｂも高調波低減策の一つとして機能する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】高調波低減策として知
られている第１３図の方式は、両周波数変換装置に全く
同一構成のものを用い、全く同一の制御方式を適用でき
るという利点はあるが、２組の整流器用変圧器を必要と
するので、コスト高となるのが欠点である。とくに、ダ
クト式の空気調和装置空では送風機に大容量のインバー
タを使用するため高調波の低減が望まれている。また、
直列リアクトル方式は、装置を安価に構成することはで
きるが、高調波低減効果が不十分である。

【０００６】本発明は以上のような事情を考慮してなさ
れたもので、より安価に、より効率的に高調波電流成分
を低減することの可能な空気調和装置用可調整交流電源
装置を提供することを目的とする。 ［発明の構成］

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の空気調和装置用
可調整交流電源装置は三相非制御型整流器および第１の
インバータによって構成され、第１の空気調和装置の送
風機用モータに負荷電流を供給する第１の周波数変換装
置と、三相可制御型整流器および第２のインバータによ
って構成され、第２の空気調和装置の送風機用モータに
負荷電流を供給する第２の周波数変換装置と、両周波数
変換装置に交流電力を供給する共通の交流電源と、第１
および第２のインバータをそれぞれ制御する第１および
第２の手段と、交流電源からみた両周波数変換装置の合
成高調波電流を低減させるように第２の周波数変換装置
の整流器を位相制御する高周波低減手段とを備えている
。また、、この高調波低減手段により第２の周波数変換
装置の整流器をほぼ３０度の制御角で制御するように構
成している。

【０００８】

【作用】本発明の空気調和装置用可調整交流電源装置に
よれば、一方の整流器群は制御角０度で運転され、他方
の整流器群は高調波低減指令を受けることにより適当な
制御角，たとえば３０度で運転される。それにより、両
整流器群の合成電流として共通の交流電源から流れる負
荷電流を、より正弦波に近く、より高調波の低減された
ものにすることができる。

【０００９】

【実施例】第１図は本発明による空気調和装置用可調整
交流電源装置の一実施例を示すものである。

【００１０】第１図の回路においては、商用三相交流電
源２、ダイオードからなる三相非制御整流器３Ａ、及び
パワートランジスタからなるインバータ５Ａによって構
成された第１の周波数変換装置９Ａを介して、制御され
た交流電圧および周波数の交流電力が第１の交流電動機
６Ａに供給される。周波数変換装置９Ａは、整流器３Ａ
とインバータ５Ａとの間に入力コンデンサなどを接続し
ていないＬＣレス型である。さらに、共通の交流電源２
からサイリスタ，三相可制御整流器３Ｂ，直列リアクト
ル８Ｂと並列コンデンサ４Ｂとからなる平滑回路，およ
びパワートランジスタからなるインバータ５Ｂによって
構成された第２の周波数変換装置９Ｂを介して制御され
た交流電圧および周波数の交流電力が第２の交流電動機
６Ｂに供給される。

【００１１】第１の交流電動機６Ａは、第１の空気調和
装置に設けられる送風機を回転駆動させる送風機用モー
タである。同様に、第２の交流電動機６Ｂは、第２の空
気調和装置の送風機を回転駆動させる送風機用モータで
ある。

【００１２】可制御整流器３ＢはＣＰＵからなる変換器
制御装置１０によりサイリスタドライバ１１を介して点
弧制御され、インバータ５Ａ，５Ｂはそれぞれ変換器制
御装置１０によりトランジスタドライバ１２Ａ，１２Ｂ
を介してＰＷＭ（パルス幅変調）制御されるものとする
。可制御整流器３Ｂは変換器制御装置１０により常時は
制御角Ｈ＝０度として非制御整流器と同様に運転される
が、変換器制御装置１０に高調波低減指令Ｓが与えられ
ると、可制御整流器３Ｂは制御角Ｈ＝３０度で運転され
る。ここで、第２図および第３図を参照して上記三相非
制御整流器，インバータの原理的なところについて説明
する。

【００１３】第２図に示すように、交流電源２からダイ
オードにより三相ブリッジ整流回路として構成された非
制御整流器３を介して負荷１６に電力を供給する回路を
考える。ここでは負荷１６として等価抵抗を考えている
。このような典型的な非制御型整流回路における各アー
ムＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚに流れる電流、すなわちアー
ム電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｘ，Ｉｙ，Ｉｚは第５図（ａ）に
示すように、１サイクル３６０度のうち、個々のアーム
はそれぞれ１２０度ずつ交互に、しかも正側と負側とで
互いに６０度ずつ位相差をもって電流を流す。整流回路
３の交流側のＲ，Ｓ，Ｔ各相の線電流ＩＲ　，ＩＳ　，
ＩＴ　は、それぞれ１２０度区間正側に通電、６０度区
間休止、１２０度区間負側に通電、および６０度区間休
止を繰り返す形のほぼ矩形波の交流電流が流れる。なお
、負荷１６に流れる負荷電流ＩＬ　はアーム電流Ｉｕ，
Ｉｖ，ＩｗまたはＩｘ，Ｉｙ，Ｉｚを合成したものとな
る。

【００１４】これに対して、第３図に示すように、非制
御整流器３の負荷側に直列の入力リアクトル８Ａおよび
並列の入力コンデンサ４Ａを有するコンデンサ入力型の
インバータ５を介して負荷６が接続されている場合、線
電流、例えばＲ相線電流ＩＲは第５図（ｂ）に示すよう
に半サイクルに２つの正弦波状の山を有する波形となる
。

【００１５】第４図に示すように整流器３とインバ−タ
５との間に入力リアクトル８Ａおよび入力コンデンサを
接続していないＬＣレスのインバータの場合の線電流Ｉ
Ｒ　は第５図（ｃ）に示すように、インバータのＰＷＭ
周波数に対応するリップルを含んだ矩形波に近い電流波
形となる。

【００１６】次に、第１図に示すように整流器が可制御
整流器３Ｂとして構成されている場合、可制御整流器３
Ｂの制御角Ｈに応じて、第６図（ａ）に示すように本発
明によれば、通常時、Ｈ＝０度として運転される。 Ｈ＝０度ということは実質的にダイオードからなる非制
御整流器として構成されているのと等価であり、第６図
（ｂ）に示す波形の線電流ＩＲ　が流れる。この波形は
先に述べた第５図（ｂ）の波形と同一である。

【００１７】ここで、可制御整流器３Ｂの制御角Ｈをず
らし、Ｈ＝３０度とする。この場合の線電流ＩＲ　は第
６図（ｃ）に示すように、Ｈ＝０度の場合（第６図（ｂ
））に比べて制御角Ｈ＝３０度の分だけシフトしたもの
となる。

【００１８】次に第７図を参照してコンデンサ入力型イ
ンバータを負荷とすることを前提として、非制御整流器
３Ａを通して流れる線電流ＩＲ１と、所定の制御角Ｈ、
例えばＨ＝３０度で運転されている可制御整流器３Ｂを
通して流れる線電流ＩＲ２とを合成した線電流ＩＲ０を
考えてみる。非制御整流器３Ａを通して流れるＩＲ１と
して第７図（ａ）に示す波形のものが得られ、可制御整
流器３Ｂを通して流れる線電流ＩＲ２として第７図（ｂ
）に示す波形のものが得られ、さらに、両線電流ＩＲ１
およびＩＲ２を合成した電流、すなわち交流電源２から
みたＲ相線電流ＩＲ０として、同図（ｃ）に示す波形が
得られる。ここで分かるのは、第７図（ｃ）の場合、よ
り正弦波に近い、すなわちより高調波成分の少ない電流
波形をしていることである。

【００１９】そこで本発明は、交流電源２に２組の周波
数変換装置９Ａ，９Ｂが接続されて運転されている場合
、常時は非制御整流器３Ａのみならず可制御整流器３Ｂ
も制御角Ｈ＝３０度で運転するものとする。こうするこ
とにより、交流電源２側からみた高調波電流成分を大幅
に低減させることができるというものである

【００２０
】実験例によれば、第３図に示すようなコンデンサ入力
型のインバ−タを有する２組の周波数変換装置を両整流
器共Ｈ＝０度（非制御）で運転した場合に４０％程度含
まれていた第５高調波成分を一方の周波数変換装置の整
流器を可制御型とし、制御角Ｈ＝３０度で運転すること
により、交流電源２側からみて２０％以下に低減させる
ことができた。また、第４図に示すようなＬＣレスの周
波数変換装置とを組み合わせて、両整流器共Ｈ＝０度（
非制御）で運転した場合に２０％程度含まれていた第５
高調波成分を後者の整流器を可制御型とし、制御角Ｈ＝
３０度で運転することにより１０％以下に低減させるこ
とができた。

【００２１】第８図に特性線８０で示すように、空調負
荷に対応する指令周波数ｆｓを発してそれに対応する空
調能力Ｐを発揮させるようにするものとする。１台しか
運転しないＭ点までの領域Ａでは、第１の周波数変換装
置９Ａにより第１の冷凍サイクル７Ａを運転し、２台共
運転するＭ点からＮ点までの領域では、両系統でほぼ均
等に負荷を分担する。図においてはＢ領域が第１の周波
数変換装置９Ａの分担領域であり、Ｃ領域が第２の周波
数変換装置９Ｂの分担領域である。高調波低減指令Ｓが
発せられることにより、または高調波低減指令Ｓが無く
ても、制御角Ｈ＝３０度で運転するようにする。このよ
うな運転を行うことにより、２台運転する場合の合成高
調波電流を、すでに述べたようにして低減させることが
できる。なお、１台運転のＡ領域において、非制御型の
整流器３Ａの代わりに、可制御型の整流器３Ｂを高調波
低減指令Ｓなしとして制御角Ｈ＝０度で運転するように
しても全く同様の作用効果を達成することができる。

【００２２】さらに、ビルディング用ダクト式マルチエ
アコンシステムのように、複数台の送風機を有し、各送
風機に対してそれぞれ複数のダクト口を接続する構成の
空調機においては、各送風機ごとに周波数変換装置を備
えることになるが、そのような場合、各系統の周波数変
換装置の容量に大きな差がなければ、全体としてほぼ半
分の周波数変換装置の整流器をＨ＝０度で運転し、残り
の周波数変換装置の整流器をＨ＝３０度で運転すれば、
２組の周波数変換装置の場合と同様の作用・効果を得る
ことができる。

【００２３】なお、インバータの出力電圧Ｖと出力周波
数ｆの比Ｖ／ｆは、第９図に実線９１で示すように電動
機側からの要請に従ってほぼ一定値となるように制御さ
れるが、可制御型整流器を所定の制御角Ｈ、例えば３０
度をもって運転する場合は、その制御角に応じて直流電
圧が低下する。その直流電圧低下分を補償するために、
第９図に破線９２で示すように同一の周波数ｆに対して
電圧Ｖの値がより大きくなるようにＶ／ｆ直線を上方に
シフトアップさせるのがよい。このような制御を行う場
合のフローチャートを第１０図に示す。

【００２４】第１０図は、可制御整流器３Ａおよびイン
バータ５Ａからなる周波数変換装置９Ａ（第１図）の制
御態様を示すものであって、当初は可制御整流器３Ｂを
制御角Ｈ＝０度とし室内機側からの運転指令により運転
を継続する（ステップＳ１、ステップＳ２）。高調波低
減指令Ｓが入力されると、インバータ５Ａの入力電圧定
価分だけ出力電圧を補償するために、電圧Ｖを破線９２
（第９図）に従って制御角３０度による直流電圧低下分
に対応させて上方にシフトアップさせた特性にする（ス
テップＳ４）と共に、可制御整流器３Ｂを制御角Ｈ＝３
０度にシフト（ステップＳ５）して運転を継続する（ス
テップＳ６）。この運転状態は高調波低減指令Ｓがある
限り継続され、高調波低減指令Ｓが無くなると、当初の
制御角Ｈ＝０°の運転状態に戻る（ステップＳ７→ステ
ップＳ１）。

【００２５】第１図の実施例においては、可制御整流器
３Ｂをサイリスタから構成するものとしたが、可制御と
いう趣旨からしてサイリスタに代えて制御可能な他の整
流素子、例えばトランジスタにしてもよい。同様に、イ
ンバータ５Ａ，５Ｂを構成する整流素子をトランジスタ
以外のスイッチング素子、例えばサイリスタなどに変更
してもよい。

【００２６】

【発明の効果】以上述べたように本発明では、交流電源
に接続された複数系統の周波数変換装置により、一方の
送風機用モータの整流器を制御角Ｈ＝０度で運転し、他
方の整流器を制御角Ｈ＝３０度で運転することにより、
位相差を有する交流電圧を出力するための２組の整流器
用変圧器を用いたりすることなく、より少ない高調波電
流のもとで空気調和装置を運転することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。

【図２】整流器の回路構成を示す結線図である。

【図３】整流器の出力側にコンデンサ入力型インバータ
を接続した周波数変換装置の回路構成図である。

【図４】整流器の出力側をインバータの入力側に直接接
続したＬＣレス型の周波数変換装置の回路構成図である
。

【図５】非制御型整流器の出力電流波形を説明するグラ
フである。

【図６】位相制御を行った整流器の出力電流波形を説明
するグラフである。

【図７】位相制御を行った整流器の出力電流を合成した
電流波形を説明するグラフである。

【図８】ダクト式マルチエアコンシステムにおける指令
周波数と各系統の能力分担の態様例を示す特性線図であ
る。

【図９】インバータの出力周波数と出力電圧との関係を
説明するグラフである。

【図１０】図１の変換制御装置の制御態様を説明するフ
ローチャートである。

【図１１】一般的なコンデンサ入力型インバータを有す
る周波数変換装置の回路構成図である。

【図１２】図１１の回路における周波数変換装置の入力
電流波形を示す波形図である。

【図１３】２組の周波数変換装置の入力側にそれぞれ整
流器用変圧器を有する従来の周波数変換装置の回路構成
図である。

【符号の説明】

２　　交流電源 ３，３Ａ，３Ｂ　　三相整流器 ４，４Ａ，４Ｂ　　コンデンサ ５，５Ａ，５Ｂ　　インバータ ６，６Ａ，６Ｂ　　電動機 ８，８Ａ，８Ｂ　　リアクトル １０　　変換器制御装置

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】三相非制御型整流器および第１のインバー
   タによって構成され、第１の空気調和装置の送風機用モ
   ータに負荷電流を供給する第１の周波数変換装置と、三
   相可制御型整流器および第２のインバータによって構成
   され、第２の空気調和装置の送風機用モータに負荷電流
   を供給する第２の周波数変換装置と、前記両周波数変換
   装置に交流電力を供給する共通の交流電源と、前記第１
   および第２のインバータをそれぞれ制御する第１および
   第２の手段と、前記交流電源からみた前記両周波数変換
   装置の合成高調波電流を低減させるように前記第２の周
   波数変換装置の整流器を位相制御する高周波低減手段と
   を備えた空気調和装置用可調整交流電源装置。
2. 【請求項２】前記高調波低減手段は前記第２の周波数変
   換装置の整流器をほぼ３０度の制御角で制御することを
   特徴とする請求項１記載の空気調和装置用可調整交流電
   源装置。