JPH035683B2 - - Google Patents
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- JPH035683B2 JPH035683B2 JP57065562A JP6556282A JPH035683B2 JP H035683 B2 JPH035683 B2 JP H035683B2 JP 57065562 A JP57065562 A JP 57065562A JP 6556282 A JP6556282 A JP 6556282A JP H035683 B2 JPH035683 B2 JP H035683B2
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- equalizer
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
本発明は、補正基準、例えば基準信号とフイル
タ出力信号との間の最小平均自乗誤差値を導出し
かつこの補正基準を傾斜方法に従つて反復的に低
減しかつフイルタ係数の調整のために使用する、
判定帰還形自動アダプテイブ等化器に対する標本
化され、雑音が混入しているデータ信号を等化す
る方法および標本化され、雑音が混入しているデ
ータ信号に対する判定帰還形自動アダプテイブ等
化器に関する。 情報、例えばデータを伝送するために使用され
る電気信号を伝送する際、連続する信号の間に重
畳障害が生じる。信号を等化するために、クロツ
ク制御される系が使用され、その際等化は時間領
域において行われる。大抵の従来の自動アダプテ
イブ（適応）等化器は、判定帰還形フイルタまた
はトランスバーサルフイルタであり、その際等化
器−伝送関数の変化の効果が監視されかつ評価さ
れる。このようにして可能な最良の出力信号が得
られるように伝達関数が変化される。 判定帰還形自動適応等化器において標本化さ
れ、雑音の混入したデータ信号がフイルタ装置に
供給される。フイルタは、巡回部および非巡回部
を含んでいる。フイルタ係数は、一定のステツプ
サイズを有する傾斜法に従つて反復調整される。
そのために例えばフイルタ出力信号および基準信
号は加算回路に供給される。基準信号とフイルタ
出力信号との間に差、即ち等化偏差が形成されか
つ最小平均自乗誤差値が求められる。本来のデー
タ伝送の前に特定の信号（プレアンブル）が送出
されるときは、自動等化が行われる。そのために
擬似ランダムテキストまたは個別パルスを使用す
ることができる。基準信号は、等化器−出力信号
の評価（即ち識別判定）によつて得ることができ
る（評価された基準信号）かまたは受信側におい
て発生することができる（理想の基準信号）。等
化器の適応調整においてはプレアンブルは送信さ
れず、基準信号が評価される。 この種の回路装置における欠点は、傾斜法によ
つてフイルタ系数を反復調整する際一定のステツ
プサイズを選択することである。一定に選択され
るステツプサイズに対して不正確なデータしか前
以て可能でない。というのはステツプサイズは通
例チヤネルの特性によつて著しく左右されるから
である。ステツプサイズを十分に小さく選択すれ
ば、フイルタ装置の収束は保証されるが、等化偏
差の最小値は極めて緩慢にしか近似されない。一
定のステツプサイズが著しく大きく選択される
と、等化器調整は発散する。その際等化偏差は、
最小値と著しく相異しかつ不十分にしか等化でき
ない。 従つて本発明の課題は、等化偏差の最小値への
反復近似が短い時間内で実現可能である方法を提
供することである。 この課題は本発明によれば次のように解決され
る。即ち等化器が巡回部および非巡回部を含み、
かつ帰還ループにおいて判定器と巡回部との間に
スイツチを設け、その際一方の切換位置において
等化器−出力信号が生じかつ他方の切換位置にお
いてフイルタ出力信号が生じかつその際第２の切
換位置において帰還路に基準信号を提供して前記
フイルタ出力信号および傾斜係数を用いてステツ
プサイズの検出のために使用するようにする。 本発明の方法により、等化偏差の最小値に近似
するために必要な反復時間間隔の数を低減できる
という利点が得られる。可変のステツプサイズの
計算の際フイルタ装置は多重作動において使用す
ることができる。等化偏差を低減するために、平
均自乗等化偏差を低減する方法の他に、平均等化
偏差値の低減または、例えば純然たる極性相関を
使用して調整量を形成するなど別の基準を使用す
ることができる。フイルタ装置は例えば、高速デ
ジタル乗算器の多重作動によつてメモリおよび加
算器と一緒に実現することができる。 次に本発明を図示の実施例を用いて詳細に説明
する。 第１図は、判定帰還形自動適応等化器を構成す
る公知の１実施例を示す。接続線を介して、デー
タ伝送装置によつて伝送されるデータ信号doに、
雑音信号ρoが加算重畳される。データ伝送系は装
置DVによつてブロツクとしてまとめられかつ接
続線および例えば変調器、復調器およびフイルタ
のようなデータ端末装置を含んでいる時間離散形
モデルによつて表すことができる。標本化され、
雑音が混入されたデータ信号xoは、アダプテイブ
デジタルフイルタFiに供給される。このフイルタ
Fiの出力側において等化器出力信号yoが現れ、こ
の信号は識別回路Ｄ、即ち適応フイルタにおいて
公知であるシンボルごとに判定を行う判定器と加
算素子Aeoとに供給される。フイルタFiは通例、
巡回部および非巡回部を含んでいる。それぞれの
フイルタ係数は一定のステツプサイズを有する傾
斜方法または別の方法に従つて反復調整される。 このために、MGrで示す装置において、フイ
ルタ係数ak，bkを反復変化するための調整信号が
検出される。その際等化器出力信号yoと基準信号
roとの差から形成される、等化偏差eoと称される
値が使用される。 等化器の自動調整において本来のデータの前
に、特定の、受信機には周知の信号が送出される
（プレアンブル）。基準信号roはこの場合受信側に
おいて発生器Ｇによつて発生することができかつ
スイツチｓ２は位置２に位置している。しかし基
準信号roとして、判定器Ｄの出力信号y^oを使用す
ることもできる。その場合スイツチｓ２は位置１
に位置している。 等化器の適応調整の際のプレアンブルは送出さ
れない。基準信号roはy^oによつて形成されかつス
イツチｓ２は位置１に位置している。 ｚ＝exp（iωT）を有する、第１図に示された
データ伝送系の離散時間モデルについて考察する
が、ただしＴは符号間隔とする。係数調整は次式
平均自乗誤差 Ｉ＝Ｅ〔eo 2〕 （1a） ただし eo＝yo−ro （1b） を最小化することによつて行われる。Ｅ〔 〕は
Ｌ個の標本値についての平均をとることを表す。
この場合ｙｎは等化器の出力でありかつ ro＝do-n (2) は基準信号である。ｍはチヤネルおよび等化器に
よつて生ずる遅延である。適応モードにおけるro
は出力yoから推定される（スイツチｓ２が１の位
置にある）。 自動モードにおいて既知の検査パルスまたは擬
似ランダムシーケンスが実際のデータの前に送ら
れる。これら信号は受信端において発生（S2が２
の位置にある）またはyoから推定（S2が１の位置
にある）することができる。 第４図は、判定帰還形等化器の基本構成を示
す。本発明によるスイツチｓ１が帰還ループ内に
挿入されている。このスイツチはまず上側位置１
にある。フイルタ係数をak，bkとするとき、Ｂ
（ｚ）およびＡ（ｚ）は次のように定義される： Ｂ（ｚ）＝N 〓k=0 bkz-k （3a） Ａ（ｚ）＝N 〓k=1 akz-k （3b） 線形の巡回形フイルタとは異なつて、識別判定
された信号y^oは、帰還ループにフイードバツクさ
れる。第４図および式（3a，3b）によれば、次
の出力信号が得られる。 yo＝N 〓k=0 bk xo-k−N 〓k=1 aky^o-k (4) 自動適応係数調整は、傾斜法によつて実施する
ことができる：Ｋ （ｉ）＝Ｋ（ｉ−１）−α（ｉ−１）１／２（∇Ｉ）
i -1 (5) ｉ＝１、２… ただし Ｋ＝（a1a2…aM；bob1…bN）′ (6) は係数ベクトル、 ｉは反復指数 ∇ＩはＩの勾配ベクトル α（ｉ−１）は正のステツプサイズである。式
（1a、1b）および(4)および略記INA＝｛１、２、
…、Ｍ｝およびINB＝｛０、１、…、Ｎ｝を用い
て、y^oがajおよびbkに近似的に独立していると仮
定して、次の勾配成分が得られる ∂I／∂aj＝2gj＝−2E［eoy^o-j］、j∂INA （7a） ∂I／∂bk＝2g〓k＝2E［eoxo-k］、k∂INB（7b） 通例一定のステツプサイズα（ｉ−１）＝α＝一
定が使用される。この場合、この過程の収束は大
変緩慢になる可能性がある。収束のスピードアツ
プを計るために、可変の最適ステツプサイズが使
用される。
タ出力信号との間の最小平均自乗誤差値を導出し
かつこの補正基準を傾斜方法に従つて反復的に低
減しかつフイルタ係数の調整のために使用する、
判定帰還形自動アダプテイブ等化器に対する標本
化され、雑音が混入しているデータ信号を等化す
る方法および標本化され、雑音が混入しているデ
ータ信号に対する判定帰還形自動アダプテイブ等
化器に関する。 情報、例えばデータを伝送するために使用され
る電気信号を伝送する際、連続する信号の間に重
畳障害が生じる。信号を等化するために、クロツ
ク制御される系が使用され、その際等化は時間領
域において行われる。大抵の従来の自動アダプテ
イブ（適応）等化器は、判定帰還形フイルタまた
はトランスバーサルフイルタであり、その際等化
器−伝送関数の変化の効果が監視されかつ評価さ
れる。このようにして可能な最良の出力信号が得
られるように伝達関数が変化される。 判定帰還形自動適応等化器において標本化さ
れ、雑音の混入したデータ信号がフイルタ装置に
供給される。フイルタは、巡回部および非巡回部
を含んでいる。フイルタ係数は、一定のステツプ
サイズを有する傾斜法に従つて反復調整される。
そのために例えばフイルタ出力信号および基準信
号は加算回路に供給される。基準信号とフイルタ
出力信号との間に差、即ち等化偏差が形成されか
つ最小平均自乗誤差値が求められる。本来のデー
タ伝送の前に特定の信号（プレアンブル）が送出
されるときは、自動等化が行われる。そのために
擬似ランダムテキストまたは個別パルスを使用す
ることができる。基準信号は、等化器−出力信号
の評価（即ち識別判定）によつて得ることができ
る（評価された基準信号）かまたは受信側におい
て発生することができる（理想の基準信号）。等
化器の適応調整においてはプレアンブルは送信さ
れず、基準信号が評価される。 この種の回路装置における欠点は、傾斜法によ
つてフイルタ系数を反復調整する際一定のステツ
プサイズを選択することである。一定に選択され
るステツプサイズに対して不正確なデータしか前
以て可能でない。というのはステツプサイズは通
例チヤネルの特性によつて著しく左右されるから
である。ステツプサイズを十分に小さく選択すれ
ば、フイルタ装置の収束は保証されるが、等化偏
差の最小値は極めて緩慢にしか近似されない。一
定のステツプサイズが著しく大きく選択される
と、等化器調整は発散する。その際等化偏差は、
最小値と著しく相異しかつ不十分にしか等化でき
ない。 従つて本発明の課題は、等化偏差の最小値への
反復近似が短い時間内で実現可能である方法を提
供することである。 この課題は本発明によれば次のように解決され
る。即ち等化器が巡回部および非巡回部を含み、
かつ帰還ループにおいて判定器と巡回部との間に
スイツチを設け、その際一方の切換位置において
等化器−出力信号が生じかつ他方の切換位置にお
いてフイルタ出力信号が生じかつその際第２の切
換位置において帰還路に基準信号を提供して前記
フイルタ出力信号および傾斜係数を用いてステツ
プサイズの検出のために使用するようにする。 本発明の方法により、等化偏差の最小値に近似
するために必要な反復時間間隔の数を低減できる
という利点が得られる。可変のステツプサイズの
計算の際フイルタ装置は多重作動において使用す
ることができる。等化偏差を低減するために、平
均自乗等化偏差を低減する方法の他に、平均等化
偏差値の低減または、例えば純然たる極性相関を
使用して調整量を形成するなど別の基準を使用す
ることができる。フイルタ装置は例えば、高速デ
ジタル乗算器の多重作動によつてメモリおよび加
算器と一緒に実現することができる。 次に本発明を図示の実施例を用いて詳細に説明
する。 第１図は、判定帰還形自動適応等化器を構成す
る公知の１実施例を示す。接続線を介して、デー
タ伝送装置によつて伝送されるデータ信号doに、
雑音信号ρoが加算重畳される。データ伝送系は装
置DVによつてブロツクとしてまとめられかつ接
続線および例えば変調器、復調器およびフイルタ
のようなデータ端末装置を含んでいる時間離散形
モデルによつて表すことができる。標本化され、
雑音が混入されたデータ信号xoは、アダプテイブ
デジタルフイルタFiに供給される。このフイルタ
Fiの出力側において等化器出力信号yoが現れ、こ
の信号は識別回路Ｄ、即ち適応フイルタにおいて
公知であるシンボルごとに判定を行う判定器と加
算素子Aeoとに供給される。フイルタFiは通例、
巡回部および非巡回部を含んでいる。それぞれの
フイルタ係数は一定のステツプサイズを有する傾
斜方法または別の方法に従つて反復調整される。 このために、MGrで示す装置において、フイ
ルタ係数ak，bkを反復変化するための調整信号が
検出される。その際等化器出力信号yoと基準信号
roとの差から形成される、等化偏差eoと称される
値が使用される。 等化器の自動調整において本来のデータの前
に、特定の、受信機には周知の信号が送出される
（プレアンブル）。基準信号roはこの場合受信側に
おいて発生器Ｇによつて発生することができかつ
スイツチｓ２は位置２に位置している。しかし基
準信号roとして、判定器Ｄの出力信号y^oを使用す
ることもできる。その場合スイツチｓ２は位置１
に位置している。 等化器の適応調整の際のプレアンブルは送出さ
れない。基準信号roはy^oによつて形成されかつス
イツチｓ２は位置１に位置している。 ｚ＝exp（iωT）を有する、第１図に示された
データ伝送系の離散時間モデルについて考察する
が、ただしＴは符号間隔とする。係数調整は次式
平均自乗誤差 Ｉ＝Ｅ〔eo 2〕 （1a） ただし eo＝yo−ro （1b） を最小化することによつて行われる。Ｅ〔 〕は
Ｌ個の標本値についての平均をとることを表す。
この場合ｙｎは等化器の出力でありかつ ro＝do-n (2) は基準信号である。ｍはチヤネルおよび等化器に
よつて生ずる遅延である。適応モードにおけるro
は出力yoから推定される（スイツチｓ２が１の位
置にある）。 自動モードにおいて既知の検査パルスまたは擬
似ランダムシーケンスが実際のデータの前に送ら
れる。これら信号は受信端において発生（S2が２
の位置にある）またはyoから推定（S2が１の位置
にある）することができる。 第４図は、判定帰還形等化器の基本構成を示
す。本発明によるスイツチｓ１が帰還ループ内に
挿入されている。このスイツチはまず上側位置１
にある。フイルタ係数をak，bkとするとき、Ｂ
（ｚ）およびＡ（ｚ）は次のように定義される： Ｂ（ｚ）＝N 〓k=0 bkz-k （3a） Ａ（ｚ）＝N 〓k=1 akz-k （3b） 線形の巡回形フイルタとは異なつて、識別判定
された信号y^oは、帰還ループにフイードバツクさ
れる。第４図および式（3a，3b）によれば、次
の出力信号が得られる。 yo＝N 〓k=0 bk xo-k−N 〓k=1 aky^o-k (4) 自動適応係数調整は、傾斜法によつて実施する
ことができる：Ｋ （ｉ）＝Ｋ（ｉ−１）−α（ｉ−１）１／２（∇Ｉ）
i -1 (5) ｉ＝１、２… ただし Ｋ＝（a1a2…aM；bob1…bN）′ (6) は係数ベクトル、 ｉは反復指数 ∇ＩはＩの勾配ベクトル α（ｉ−１）は正のステツプサイズである。式
（1a、1b）および(4)および略記INA＝｛１、２、
…、Ｍ｝およびINB＝｛０、１、…、Ｎ｝を用い
て、y^oがajおよびbkに近似的に独立していると仮
定して、次の勾配成分が得られる ∂I／∂aj＝2gj＝−2E［eoy^o-j］、j∂INA （7a） ∂I／∂bk＝2g〓k＝2E［eoxo-k］、k∂INB（7b） 通例一定のステツプサイズα（ｉ−１）＝α＝一
定が使用される。この場合、この過程の収束は大
変緩慢になる可能性がある。収束のスピードアツ
プを計るために、可変の最適ステツプサイズが使
用される。
【表】
可変の最適ステツプサイズを用いた傾斜法につ
いて説明する。 第４図の出力yoの大部分の判定が正しいと仮定
すると y^oro ）(8) 式(4)および(8)を用いて式（1b）から近似的に eo＝N 〓k=0 bkxo-k−N 〓k=1 akro-k -μro (9) が得られ、ただしμは以下の説明のために導入し
たパラメータである。ここでμ＝１とする。式(9)
および（1a）を用いて簡単な解析により次の平
均自乗等化誤差が形成される ＩＫ′Ｑ Ｋ−μ2Ｋ′Ｖ＋μ2αpp′μ＝１(10) ただし は次のサブマトリクスを有する対称行列であり、 Ａ＝（αij）ｉ、j∂INA （12a） Ｂ＝（βij）ｉ、j∂INB （12b） Ｃ＝（−γij）i∂INA、j∂INB （12c） かつＶは次式のベクトルを表す：Ｖ ＝（αp1−αp2…αpM；γppγp1…γpN）′ （13） 上記式中の要素αij、βij、γijは、 αij＝Ｅ［ro-iro-j］ｉ、j∂｛Ｏ、INA｝ （14a） βij＝Ｅ［xo-ixo-j］ｉ、j∂INB （14b） γij＝Ｅ［ro-ixo-j］i∂｛Ｏ、INA｝、j∂INB （14c） によつて決められている。 反復間隔ｉにおいて、偏差Ii＝Ｉ（Ｋ(i)）は、
α（ｉ−１）の関数である。ところで、Ijは−（∇
Ｉ）i-jの方向において最小化される。Iiの微分を行
い、α（ｉ−１）＝０に関して、次の最適ステツプ
サイズが得られる α（ｉ−１）＝１／２（∇′Ｉ）i-I１／２（∇Ｉ）i-I
／１／２（∇′Ｉ）i-I Ｑ１／２（∇Ｉ）i-I
（15） α（ｉ−１）は、それぞれの反復ステツプにお
いてリアルタイムで計算しなければならない。式
（15）における指名子（nominator）は勾配ベク
トルの1/2の自乗ノルムである。式（7a、7b）の
要素gj（ｉ−１）およびg〓k（ｉ−１）を使用してα
（ｉ−１）は容易に得ることができる。式（15）
における分母の計算は難しいように思える。その
理由はＱは受信端末では既知でないからである。
分母は等化記構成を多重化することによつてリア
ルタイムで得ることができる。この目的のため
に、第２図のスイツチｓ１は位置２に位置せられ
る。それから式(4)に従つて出力yoが得られる yo＝N 〓k=0 bkxo-k−N 〓k=1 akro-k （16） 式(9)中のμ＝０により式（16）を用いて近似的
にeo＝yoが生じる。それから式（1a）および(10)か
ら次の結論がでる： Ｅ〔yo 2〕Ｋ′Ｑ Ｋ （17） Ｋ（ｉ−１）を等化記構成における１／２（∇Ｉ）i-1 代入しかつ記憶された信号xoおよびroを使用す
ることによつて、出力信号y*が得られる。それ
から式（17）に従つて最適ステツプサイズの分母
が得られる： １／２（∇′Ｉ）i-1 Ｑ１／２（∇Ｉ）i-1＝Ｅ〔yo ＊
２〕 ｉ−１ （18） 自乗等化誤差Ｉの最小値を計算するための反復
時間間隔ｉの数を低減する本発明の方法は、係数
ベクトルＫ(i)を可変のステツプサイズα（ｉ−１）
から求めることにある。第２図は、判定帰還形自
動適応等化器の構成の有利な１実施例を示し、そ
の際フイルタ係数ajおよびbkの反復調整は、可変
のステツプサイズαを有する傾斜法によつて行わ
れる。第２図に図示の回路装置は瞬時的に反復時
間間隔（ｉ−１）の状態にあるものとする。フイ
ルタFiは、フイルタ係数ajを調整する装置Majを
有する巡回部とフイルタ係数bkを調整する装置
Mbkを有する非巡回部とを含んでいる。標本化さ
れ、雑音が混入されたデータ信号xoは、複数の連
鎖接続された遅延素子Vzに供給される。これら
遅延素子Vzはそれぞれ、フイルタ係数ｂを調整
する装置Mbに接続されている。括弧の中の記号、
例えば（ｉ−１）は反復時間間隔を示し、一方一
段下がつた所の記号は、Ｎ＋１番目のフイルタ係
数ｂ乃至Ｍ番目のフイルタ係数ａのいづれが計算
されるかを示している。 第２図には、反復時間間隔（ｉ−１）の間、Ｋ
番目のフイルタ係数bK乃至ｊ番目のフイルタ係数
ajの計算が図示されている。Ｌ個の時間離散標本
値から、反復時間間隔（ｉ−１）の間傾斜係数g〓k
およびgjが計算される。このために等化偏差eoは
乗算器Mxeにおいて遅延された標本値Xo-kと乗
算されかつ積は順次加算される。加算後スイツチ
S3vが閉成されかつ傾斜係数g〓k（ｉ−１）はメモリ
Spg〓並びに乗算器Mαg〓に供給される。それから可
変のステツプサイズα（ｉ−１）の検出が続く。
この検出については第３図に基づいて後で説明す
る。計算されたステツプサイズα（ｉ−１）は、
メモリSp〓に格納される。乗算器Mαg〓において傾
斜係数g〓k（ｉ−１）は記憶された、可変のステツ
プ係数αと乗算され、かつ加算器Abkに供給され
る。フイルタ係数bk（ｉ−１）と乗算器の出力信
号との差が形成されかつこの差が遅延素子LVzの
通過後フイルタ係数bkを調整する装置Mbkに供
給される。同様に構成された、フイルタ装置Fiの
巡回部においてフイルタ係数ajを調整するために
等化偏差eoは、識別判定された等化器出力信号
y^o-jと結合される。巡回部に対して、傾斜係数は
gjで示されている。第２図において、第１図で既
に説明したスイツチｓ２が設けられている。 公知の等化器構成に比べて第２図では、フイル
タFiの巡回部において判定器Ｄと連鎖遅延素子
Vzとの間に本発明によりスイツチｓ１が設けら
れている。スイツチｓ１が切換位置１にあれば、
等化偏差eoは前式(9)に従つて計算される（ただし
μ＝１）。 式（1a）により平均自乗誤差値を求めるため
に、式(9)を用いて前述の近似式(10)が成立つ（ただ
しμ＝１）。 平均自乗偏差値Ｉは、可変のステツプサイズα
の関数である係数ベクトルＫの関数である。可変
のステツプサイズαに対して前式（15）が成立
つ。 第２図の等化器において、判定器を除いてフイ
ルタは直接形１を表す。式(5)に応じて係数更新を
実施するために、まず要素gj（ｉ−１）（ｊ∈
INA）およびg〓k（ｉ−１）（ｋ∈INB）が計算され
なければならず、近似として、式（7a、7b）に
おける平均Ｅ〔・〕はＬ個の標本値を介して行わ
れる。このようにして、係数更新は常に、入力信
号xoのＬ個の標本値の後に実現される。 等化器出力信号yoにフイルタ出力信号woを代
入しかつ等化器に対して同じ構成を使用して上記
の式（15）の分母を計算できることは既に述べた
通りである。そのために等化器構成においてフイ
ルタ係数bk乃至ajに傾斜係数g〓k乃至giが代入され
なければならない。スイツチｓ１が位置２にあれ
ば、可変のステツプ係数は次の式、即ち α（ｉ−１）＝１／４・｜∇／―Ｉ｜2 i-1／Ｅ｛wo
2｝ｉ−１（19） に従つて計算される。これに所属する回路装置は
第３図から明らかである。 基準信号ro、標本化され、雑音が混入したデー
タ信号xoおよび傾斜係数g〓k乃至gjは、所属の記憶
装置Spr，Spx，Spg〓およびSpgから読出される。
可変のステツプサイズαの計数器は、式（19）に
従つて、記憶された傾斜計数gjおよびg〓kをそれぞ
れ自乗し（MgM、Mg〓N）かつこれらの自乗され
た計数から合計を形成するように決められている
（αz＝｜１／２∇Ｉ｜2 i-1）。ステツプサイズαの分
母 の逆数は、式（19）に示すように、フイルタ出力
信号woを２乗し（Mwn）、複数のクロツク周期
の間加算し（SMwn）かつ合計の逆数として求め
られる（Jαne／αne＝（ ）-1）。第３図に示され
ているように、スイツチｓ４は自乗されたフイル
タ出力信号woの加算後に閉成される。理解し易
くかつ第２図から多重構成を受け継いでいること
を明らかにするために、デジタルフイルタFiは第
３図において一点鎖線で囲んで示されている。こ
のように計算されたステツプ係数α（ｉ−１）は
記憶され（Spα）かつ第２図において既に説明し
たように、反復時間間隔（ｉ−１）の間フイルタ
係数ａ，ｂを計算するために使用される。 上述のように第３図には、ステツプサイズα
（ｉ−１）を計算するための回路が示されている。
この等化器構成においてフイルタ係数として式
（7a、7b）の勾配要素の1/2を使用している。第
３図と同じく入力信号xoおよびroを使用してい
る。 最後に本発明による可変のステツプサイズαの
使用が等化に必要な反復時間間隔ｉの数をどのよ
うに低減したかについて説明する。 チヤネル１： 0.35、1.0、0.31、0.07、−0.04、0.13、0.04、−
0.05 チヤネル２： 0.17、1.0、0.75、−0.95、0.85、−0.56、0.28、−
0.1、0.0029、−0.0063 表１ ２つのチヤネルのインパルス応答 表１に示す２つの異なつたチヤネルを使用して
本発明のデジタル等化器の自動モードをコンピユ
ータにおいてシユミレートした。 第５図はチヤネル１に対する種々の等化器の特
性の比較を示す。その際 Ａ：一定のステツプサイズα＝0.1、Ｍ＝Ｎ＝６、
Ｌ＝20を用いた判定帰還等化器 Ｂ：可変のステツプサイズ、Ｍ＝Ｎ＝６、Ｌ＝20
を用いた判定帰還等化器 第５図において自乗等化誤差Ｉは、Ｌ＝20の偏
差標本値eoを使用して計算された。Ｉ＝10-2に対
して本発明の可変の最適ステツプサイズを用いる
判定帰還等化器は、一定のステツプサイズα＝
0.1によつて要求される反復の約15％しか必要と
しない。 第６図は、チヤネル２に対する種々の判定帰還
等化器の特性の比較を示している。その際 Ａ：一定のステツプサイズα＝0.05、Ｍ＝Ｎ＝
７、Ｌ＝20 Ｂ：可変の最適ステツプサイズ、Ｍ＝Ｎ＝７、Ｌ
＝20 チヤネル２の強い歪のため、判定偏差が等化器
の帰還ループにおいて発生する。この場合も等化
器Ｂは収束の有利な速度を示している。
いて説明する。 第４図の出力yoの大部分の判定が正しいと仮定
すると y^oro ）(8) 式(4)および(8)を用いて式（1b）から近似的に eo＝N 〓k=0 bkxo-k−N 〓k=1 akro-k -μro (9) が得られ、ただしμは以下の説明のために導入し
たパラメータである。ここでμ＝１とする。式(9)
および（1a）を用いて簡単な解析により次の平
均自乗等化誤差が形成される ＩＫ′Ｑ Ｋ−μ2Ｋ′Ｖ＋μ2αpp′μ＝１(10) ただし は次のサブマトリクスを有する対称行列であり、 Ａ＝（αij）ｉ、j∂INA （12a） Ｂ＝（βij）ｉ、j∂INB （12b） Ｃ＝（−γij）i∂INA、j∂INB （12c） かつＶは次式のベクトルを表す：Ｖ ＝（αp1−αp2…αpM；γppγp1…γpN）′ （13） 上記式中の要素αij、βij、γijは、 αij＝Ｅ［ro-iro-j］ｉ、j∂｛Ｏ、INA｝ （14a） βij＝Ｅ［xo-ixo-j］ｉ、j∂INB （14b） γij＝Ｅ［ro-ixo-j］i∂｛Ｏ、INA｝、j∂INB （14c） によつて決められている。 反復間隔ｉにおいて、偏差Ii＝Ｉ（Ｋ(i)）は、
α（ｉ−１）の関数である。ところで、Ijは−（∇
Ｉ）i-jの方向において最小化される。Iiの微分を行
い、α（ｉ−１）＝０に関して、次の最適ステツプ
サイズが得られる α（ｉ−１）＝１／２（∇′Ｉ）i-I１／２（∇Ｉ）i-I
／１／２（∇′Ｉ）i-I Ｑ１／２（∇Ｉ）i-I
（15） α（ｉ−１）は、それぞれの反復ステツプにお
いてリアルタイムで計算しなければならない。式
（15）における指名子（nominator）は勾配ベク
トルの1/2の自乗ノルムである。式（7a、7b）の
要素gj（ｉ−１）およびg〓k（ｉ−１）を使用してα
（ｉ−１）は容易に得ることができる。式（15）
における分母の計算は難しいように思える。その
理由はＱは受信端末では既知でないからである。
分母は等化記構成を多重化することによつてリア
ルタイムで得ることができる。この目的のため
に、第２図のスイツチｓ１は位置２に位置せられ
る。それから式(4)に従つて出力yoが得られる yo＝N 〓k=0 bkxo-k−N 〓k=1 akro-k （16） 式(9)中のμ＝０により式（16）を用いて近似的
にeo＝yoが生じる。それから式（1a）および(10)か
ら次の結論がでる： Ｅ〔yo 2〕Ｋ′Ｑ Ｋ （17） Ｋ（ｉ−１）を等化記構成における１／２（∇Ｉ）i-1 代入しかつ記憶された信号xoおよびroを使用す
ることによつて、出力信号y*が得られる。それ
から式（17）に従つて最適ステツプサイズの分母
が得られる： １／２（∇′Ｉ）i-1 Ｑ１／２（∇Ｉ）i-1＝Ｅ〔yo ＊
２〕 ｉ−１ （18） 自乗等化誤差Ｉの最小値を計算するための反復
時間間隔ｉの数を低減する本発明の方法は、係数
ベクトルＫ(i)を可変のステツプサイズα（ｉ−１）
から求めることにある。第２図は、判定帰還形自
動適応等化器の構成の有利な１実施例を示し、そ
の際フイルタ係数ajおよびbkの反復調整は、可変
のステツプサイズαを有する傾斜法によつて行わ
れる。第２図に図示の回路装置は瞬時的に反復時
間間隔（ｉ−１）の状態にあるものとする。フイ
ルタFiは、フイルタ係数ajを調整する装置Majを
有する巡回部とフイルタ係数bkを調整する装置
Mbkを有する非巡回部とを含んでいる。標本化さ
れ、雑音が混入されたデータ信号xoは、複数の連
鎖接続された遅延素子Vzに供給される。これら
遅延素子Vzはそれぞれ、フイルタ係数ｂを調整
する装置Mbに接続されている。括弧の中の記号、
例えば（ｉ−１）は反復時間間隔を示し、一方一
段下がつた所の記号は、Ｎ＋１番目のフイルタ係
数ｂ乃至Ｍ番目のフイルタ係数ａのいづれが計算
されるかを示している。 第２図には、反復時間間隔（ｉ−１）の間、Ｋ
番目のフイルタ係数bK乃至ｊ番目のフイルタ係数
ajの計算が図示されている。Ｌ個の時間離散標本
値から、反復時間間隔（ｉ−１）の間傾斜係数g〓k
およびgjが計算される。このために等化偏差eoは
乗算器Mxeにおいて遅延された標本値Xo-kと乗
算されかつ積は順次加算される。加算後スイツチ
S3vが閉成されかつ傾斜係数g〓k（ｉ−１）はメモリ
Spg〓並びに乗算器Mαg〓に供給される。それから可
変のステツプサイズα（ｉ−１）の検出が続く。
この検出については第３図に基づいて後で説明す
る。計算されたステツプサイズα（ｉ−１）は、
メモリSp〓に格納される。乗算器Mαg〓において傾
斜係数g〓k（ｉ−１）は記憶された、可変のステツ
プ係数αと乗算され、かつ加算器Abkに供給され
る。フイルタ係数bk（ｉ−１）と乗算器の出力信
号との差が形成されかつこの差が遅延素子LVzの
通過後フイルタ係数bkを調整する装置Mbkに供
給される。同様に構成された、フイルタ装置Fiの
巡回部においてフイルタ係数ajを調整するために
等化偏差eoは、識別判定された等化器出力信号
y^o-jと結合される。巡回部に対して、傾斜係数は
gjで示されている。第２図において、第１図で既
に説明したスイツチｓ２が設けられている。 公知の等化器構成に比べて第２図では、フイル
タFiの巡回部において判定器Ｄと連鎖遅延素子
Vzとの間に本発明によりスイツチｓ１が設けら
れている。スイツチｓ１が切換位置１にあれば、
等化偏差eoは前式(9)に従つて計算される（ただし
μ＝１）。 式（1a）により平均自乗誤差値を求めるため
に、式(9)を用いて前述の近似式(10)が成立つ（ただ
しμ＝１）。 平均自乗偏差値Ｉは、可変のステツプサイズα
の関数である係数ベクトルＫの関数である。可変
のステツプサイズαに対して前式（15）が成立
つ。 第２図の等化器において、判定器を除いてフイ
ルタは直接形１を表す。式(5)に応じて係数更新を
実施するために、まず要素gj（ｉ−１）（ｊ∈
INA）およびg〓k（ｉ−１）（ｋ∈INB）が計算され
なければならず、近似として、式（7a、7b）に
おける平均Ｅ〔・〕はＬ個の標本値を介して行わ
れる。このようにして、係数更新は常に、入力信
号xoのＬ個の標本値の後に実現される。 等化器出力信号yoにフイルタ出力信号woを代
入しかつ等化器に対して同じ構成を使用して上記
の式（15）の分母を計算できることは既に述べた
通りである。そのために等化器構成においてフイ
ルタ係数bk乃至ajに傾斜係数g〓k乃至giが代入され
なければならない。スイツチｓ１が位置２にあれ
ば、可変のステツプ係数は次の式、即ち α（ｉ−１）＝１／４・｜∇／―Ｉ｜2 i-1／Ｅ｛wo
2｝ｉ−１（19） に従つて計算される。これに所属する回路装置は
第３図から明らかである。 基準信号ro、標本化され、雑音が混入したデー
タ信号xoおよび傾斜係数g〓k乃至gjは、所属の記憶
装置Spr，Spx，Spg〓およびSpgから読出される。
可変のステツプサイズαの計数器は、式（19）に
従つて、記憶された傾斜計数gjおよびg〓kをそれぞ
れ自乗し（MgM、Mg〓N）かつこれらの自乗され
た計数から合計を形成するように決められている
（αz＝｜１／２∇Ｉ｜2 i-1）。ステツプサイズαの分
母 の逆数は、式（19）に示すように、フイルタ出力
信号woを２乗し（Mwn）、複数のクロツク周期
の間加算し（SMwn）かつ合計の逆数として求め
られる（Jαne／αne＝（ ）-1）。第３図に示され
ているように、スイツチｓ４は自乗されたフイル
タ出力信号woの加算後に閉成される。理解し易
くかつ第２図から多重構成を受け継いでいること
を明らかにするために、デジタルフイルタFiは第
３図において一点鎖線で囲んで示されている。こ
のように計算されたステツプ係数α（ｉ−１）は
記憶され（Spα）かつ第２図において既に説明し
たように、反復時間間隔（ｉ−１）の間フイルタ
係数ａ，ｂを計算するために使用される。 上述のように第３図には、ステツプサイズα
（ｉ−１）を計算するための回路が示されている。
この等化器構成においてフイルタ係数として式
（7a、7b）の勾配要素の1/2を使用している。第
３図と同じく入力信号xoおよびroを使用してい
る。 最後に本発明による可変のステツプサイズαの
使用が等化に必要な反復時間間隔ｉの数をどのよ
うに低減したかについて説明する。 チヤネル１： 0.35、1.0、0.31、0.07、−0.04、0.13、0.04、−
0.05 チヤネル２： 0.17、1.0、0.75、−0.95、0.85、−0.56、0.28、−
0.1、0.0029、−0.0063 表１ ２つのチヤネルのインパルス応答 表１に示す２つの異なつたチヤネルを使用して
本発明のデジタル等化器の自動モードをコンピユ
ータにおいてシユミレートした。 第５図はチヤネル１に対する種々の等化器の特
性の比較を示す。その際 Ａ：一定のステツプサイズα＝0.1、Ｍ＝Ｎ＝６、
Ｌ＝20を用いた判定帰還等化器 Ｂ：可変のステツプサイズ、Ｍ＝Ｎ＝６、Ｌ＝20
を用いた判定帰還等化器 第５図において自乗等化誤差Ｉは、Ｌ＝20の偏
差標本値eoを使用して計算された。Ｉ＝10-2に対
して本発明の可変の最適ステツプサイズを用いる
判定帰還等化器は、一定のステツプサイズα＝
0.1によつて要求される反復の約15％しか必要と
しない。 第６図は、チヤネル２に対する種々の判定帰還
等化器の特性の比較を示している。その際 Ａ：一定のステツプサイズα＝0.05、Ｍ＝Ｎ＝
７、Ｌ＝20 Ｂ：可変の最適ステツプサイズ、Ｍ＝Ｎ＝７、Ｌ
＝20 チヤネル２の強い歪のため、判定偏差が等化器
の帰還ループにおいて発生する。この場合も等化
器Ｂは収束の有利な速度を示している。
【表】
第２表において係数更新に対する所要乗算およ
び反復数が示されている。ステツプサイズの計算
により明らかに本発明の等化器(B)に対する乗算の
数が増加する。他方反復の所要数は著しく低下す
る。チヤネル１に対してＩ＝10-2の等化誤差を得
るために、本発明等化器は極めて少ない数の乗算
総数しか必要としない。（第２表の最右欄）。この
ように等化の所定のＱを得るために反復時間間隔
の数が本発明の方法が使用された等化器では著し
く低減されたことが明らかである。
び反復数が示されている。ステツプサイズの計算
により明らかに本発明の等化器(B)に対する乗算の
数が増加する。他方反復の所要数は著しく低下す
る。チヤネル１に対してＩ＝10-2の等化誤差を得
るために、本発明等化器は極めて少ない数の乗算
総数しか必要としない。（第２表の最右欄）。この
ように等化の所定のＱを得るために反復時間間隔
の数が本発明の方法が使用された等化器では著し
く低減されたことが明らかである。
第１図は、判定帰還形自動適応等化器を有する
伝送系のブロツク図であり、第２図は本発明の、
可変のステツプサイズを有する傾斜法に従つてフ
イルタ係数を計算する適応等化器の１実施例の回
路略図であり、第３図は可変のステツプサイズを
計算するための回路装置の１実施例を示す回路略
図であり、第４図は判定帰還形等化器の基本構成
を示す概略図であり、第５図および第６図は、自
乗等化偏差と反復時間間隔の数との関係を、公知
の方法による等化器(A)と本発明の方法を使用した
等化器(B)とについて示す線図である。 Fi……フイルタ、Ｄ……識別判定回路、MGr，
Mbk，Maj……フイルタ係数調整装置、１……
スイツチｓ１の第１の切換位置、２……スイツチ
ｓ１の第２の切換位置、do，xo……データ信号、
yo……等化器出力信号、wo……フイルタ出力信
号、ro……基準信号、eo……等化偏差、α……ス
テツプサイズ、gj，g〓k……傾斜係数、aj，bk……
フイルタ係数、ｉ……反復時間間隔。
伝送系のブロツク図であり、第２図は本発明の、
可変のステツプサイズを有する傾斜法に従つてフ
イルタ係数を計算する適応等化器の１実施例の回
路略図であり、第３図は可変のステツプサイズを
計算するための回路装置の１実施例を示す回路略
図であり、第４図は判定帰還形等化器の基本構成
を示す概略図であり、第５図および第６図は、自
乗等化偏差と反復時間間隔の数との関係を、公知
の方法による等化器(A)と本発明の方法を使用した
等化器(B)とについて示す線図である。 Fi……フイルタ、Ｄ……識別判定回路、MGr，
Mbk，Maj……フイルタ係数調整装置、１……
スイツチｓ１の第１の切換位置、２……スイツチ
ｓ１の第２の切換位置、do，xo……データ信号、
yo……等化器出力信号、wo……フイルタ出力信
号、ro……基準信号、eo……等化偏差、α……ス
テツプサイズ、gj，g〓k……傾斜係数、aj，bk……
フイルタ係数、ｉ……反復時間間隔。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 基準信号とフイルタ出力信号との間の補正基
準を導出しかつ該補正基準を傾斜方法に従つて反
復的に低減しかつフイルタ係数の調整のために使
用する、判定帰還形自動アダプテイブ等化器に対
する標本化され、雑音が混入されているデータ信
号を等化する方法において、等化器は巡回部およ
び非巡回部を含み、かつ帰還ループにおいて判定
器Ｄと該巡回部との間にスイツチｓ１を設け、そ
の際一方の切換位置１において等化器−出力信号
yoが生じかつ他方の切換位置２においてフイルタ
出力信号woが生じかつその際第２の切換位置２
において帰還路に基準信号roを供給しかつ前記フ
イルタ出力信号woおよび傾斜係数gj，g〓kを用いて
ステツプサイズαを検出するために使用すること
を特徴とするデータ信号の等化方法。 ２ 基準信号とフイルタ出力信号との間の補正基
準を導出するための手段と、前記補正基準を傾斜
方法に従つて反復的に低減するための手段と、フ
イルタ係数を調整するための装置とを備えた、標
本化され、雑音が混入しているデータ信号に対す
る判定帰還形自動アダプテイブ等化器において、
フイルタ係数ajを有する巡回部およびフイルタ係
数bkを有する非巡回部から成るフイルタFiの帰還
ループにおいて、判定器Ｄとフイルタ係数aj，bk
を調整する装置Mbk，Majとの間にスイツチｓ１
が設けられており、かつ該スイツチｓ１が一方の
切換位置１に位置する時間に対して、反復時間間
隔ｉの開始時点において傾斜係数gj，g〓kを傾斜方
法に従つて計算するための手段（Aen、Mxe、
Sxe）および前記傾斜係数gj，g〓kを記憶するため
の手段（Spg〓）が設けられており、かつ前記計
算および記憶の後前記スイツチｓ１は別の切換位
置２に位置されかつ記憶された傾斜係数はフイル
タ出力信号woを求める装置Mbk，Majに供給さ
れ、かつ前記フイルタ出力信号Woおよび前記記
憶された傾斜係数gj，g〓kから可変のステツプサイ
ズαを導出するための手段（Mwn、SMwn；
MgM、Mg〓N、SGr）および前記ステツプサイズ
αを記憶するための手段（Spα）が設けられてお
り、かつ更に前記可変のステツプサイズαおよび
前記記憶された傾斜係数gj，g〓kを用いてそれぞれ
のフイルタ係数aj，bkに対して反復時間間隔ｉの
間フイルタ係数の最適調整度を求めるための手段
が設けられていることを特徴とする等化器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19813116266 DE3116266A1 (de) | 1981-04-24 | 1981-04-24 | Verfahren zum entzerren eines datensignales |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57183117A JPS57183117A (en) | 1982-11-11 |
| JPH035683B2 true JPH035683B2 (ja) | 1991-01-28 |
Family
ID=6130719
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57065562A Granted JPS57183117A (en) | 1981-04-24 | 1982-04-21 | Method of equalizing data signal |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4539690A (ja) |
| EP (1) | EP0064201B1 (ja) |
| JP (1) | JPS57183117A (ja) |
| CA (1) | CA1197572A (ja) |
| DE (2) | DE3116266A1 (ja) |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPS62104324A (ja) * | 1985-10-31 | 1987-05-14 | Toshiba Corp | 適応形自動等化器 |
| US4698680A (en) * | 1985-12-24 | 1987-10-06 | Rca Corporation | Digital correlation apparatus as for a television deghosting system |
| US4689805A (en) * | 1986-04-29 | 1987-08-25 | Oy Nokia Ab | Method of and a device for correcting signal distortion caused by a cable |
| DE3702315C1 (en) * | 1987-01-27 | 1988-02-11 | Ant Nachrichtentech | Adaptive decision feedback equalisation of line signals in electrical communications |
| JPH06105867B2 (ja) * | 1987-12-18 | 1994-12-21 | 松下電器産業株式会社 | フィルタ係数演算装置 |
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| US5016280A (en) * | 1988-03-23 | 1991-05-14 | Central Institute For The Deaf | Electronic filters, hearing aids and methods |
| SE461308B (sv) * | 1988-06-03 | 1990-01-29 | Ericsson Telefon Ab L M | Adaptivt digitalt filter omfattande en icke rekursiv del och en rekursiv del |
| US4928258A (en) * | 1989-05-08 | 1990-05-22 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Recursive median filtering |
| GB2238932B (en) * | 1989-11-17 | 1994-04-13 | Nec Corp | Decision feedback equalizer including forward part whose signal reference point is shiftable depending on channel response |
| SE465245B (sv) * | 1989-12-22 | 1991-08-12 | Ericsson Telefon Ab L M | Foerfarande att utfoera kanalestimering foer en faedande kanal vid oeverfoering av symbolsekvenser |
| ATE125090T1 (de) * | 1990-03-28 | 1995-07-15 | Alcatel Nv | Verfahren zur bestimmung der koeffizienten eines fir-filters bei entzerrern. |
| JP2611557B2 (ja) * | 1991-02-19 | 1997-05-21 | 日本電気株式会社 | 判定帰還形自動等化器 |
| JPH0563605A (ja) * | 1991-08-30 | 1993-03-12 | Nec Corp | 適応型最尤系列推定受信器 |
| JP2833609B2 (ja) * | 1991-09-12 | 1998-12-09 | 日本電気株式会社 | 判定帰還形自動等化器 |
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| US5432816A (en) * | 1992-04-10 | 1995-07-11 | International Business Machines Corporation | System and method of robust sequence estimation in the presence of channel mismatch conditions |
| US5440583A (en) * | 1992-08-24 | 1995-08-08 | Nec Corporation | Decision feedback equalizer with second-order recursive filter controlled with two feedback coefficients |
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| KR100459877B1 (ko) | 1998-01-07 | 2005-01-17 | 삼성전자주식회사 | 비선형 등화 장치 |
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Family Cites Families (5)
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|---|---|---|---|---|
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