JPH03502027A - デジタルテレビジョン受信機の音響チャンネル回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 デジタルテレビジョン受信機の音響チャンネル回路この発明は、市販の少なくと も１つのアナログ−デジタルコンバータと、少なくとも１つのデジタル−アナロ グコンバータとで構成されるデジタルテレビジョン受信機の音響チャンネル回路 に関する。

世界中で使用されているテレビジョン音響伝送規格は、種々異なる。従って、現 在のテレビジョン音響規格及び将来のテレビジョン音響規格を復調可能なユニバ ーサル音響チャンネル回路が望まれている。将来期待されるテレビジョン音響規 格の中には、英国及びスカンジナビア諸国に導入されようとしている、この発明 に関連する方法に関心が持たれている。

この方法は゜ＮＩＣＡＭ’という略称で呼ばれ、実用段階に入っている。この方 法については、１９８６年９月にＩＢＡおよびＢＢＣにより出版された「英国ス テレオテレビジョンａ　　Ｓｔａｎｄａｒｄ　　ｆｏｒ　　ＵＫ　　Ｓｔｅｒｅ ｏ−ｗｉｔｈ”Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）に記載されている。

従って、クレームされたこの発明の目的はデジタルテレビジョン受信機のユニバ ーサル音響受信機を提供することである。

この発明の’ｆｔ徴の１つは、異なる音響伝送規格を取扱うことのできるマルチ スタンダードテレビジョン受信機を単一の集積音響チャンネル回路で組立てるこ とができる点にある。

この音響チャンネル回路は、再生中に自動的に異なる規格に適応できる。

この発明について、添附図面を参照して詳細に説明する。

図面の簡単な説明 第１図は、この発明による問題解決のための第１の実施例のブロック図： 第２図は、この発明による問題解決のための第２の実施例のブロック図； 第３図は、この発明による問題解決のための第３の実施例のブロック図：および 第４図は、この発明に適用できる上述した”ＮＩＣＡＭ’のＤＱＰＳＫデコーダ のブロック図である。

各図面において、四角で囲まれた部分は、デジタルサブ回路を示し、この回路で は信号は並列処理される。詳細は後述する。この並列信号処理は、いわゆるバイ ブライン技術によっても行うことができる。入力および出力信号は、バスを介し て伝送される。図面では、このバスは、帯状に接続されたラインにより示されて いる。このバスは、クロックシステムにより制御される。この発明による音響チ ャンネル回路は、特に絶縁ゲート型電解効果トランジスタ集積回路、すなわち、 ＣＭＯ５集積回路を含むＭＯ３集積回路、言替えれば相補型電解効果トランジス タで実現するのに適している。

図に示した実施例では、一般的なチューナおよびミクサにより、所望のアナログ 音声およびビデオ信号Ｖａが、アンテナを介してテレビジョン受信機に到達した 信号からすでに分離され、一般的なデジタルテレビジョン受信機において、行わ れるようにベースバンドに変換されているものとする。

第１図ないし第３図に示す３つの実施例において、アナロク音声ビデオ信号は、 アナログ非エイリアシングローパスフィルタａｆに印加され、フィルタを通過し た信号は、単一アナログ−デジタルコンバータａｄの入力に供給される。アナロ グ−デジタルコンバータのサンプリング信号は、ｔｓはクロミナンス−サブキャ リア周波数の４倍のオーダの周波数である。すなわち、サンプリング周波数は、 一般に１５ＭＨｚ乃至２５ＭＨｚである。非エイリアシングローパスフィルタａ ｆは、アナログ信号からこれらの成分を分離する。これらの成分がもし含まれて いると、アナログ−デジタル変換後に外乱を生じる。アナログ−デジタル変換器 の出力ａｄは、バンドパスフィルタにｂｐに供給される。バンドパスフィルタｂ ｐの中心周波数とバンド幅はそれぞれ、受信したテレビジョン規格に依存した音 声キャリア周波数および相関するバンド幅に等しい。以下、上記バンド幅を°有 効バンド幅°と呼ぶ。バンドパスフィルタｂｐの出力は、デシメーション段回路 ｄｚの入力に供給される。デシメーション段回路ｄｚのクロック信号ｆｔは、サ ンプリング信号ｔｓを、有効バンドがデシメーション段により影響を受けない整 数で割ることにより得られる。

デシメーション段ｄｚの出力は、ローパスフィルタ【ｐｌ；印加される。ローパ スフィルタの周波数特性は上述したごとくであゆ、有効バンドの周波数特性にで きるだけ相似している。

第１図乃至第３図において、アナログ−デジタル変換器ａｄの出力は、デジタル テレビジョン受信機のビデオ信号処理サブ回路にも供給される。ローパスフィル タｔｐの出力は、所望のデジタルオーディオ信号ｄｓを表す。この信号は、位相 分離回路ｐｓに供給される。位相分離回路ｐｓは、０″出力ａＯおよび９０＠出 力ａ９を有する。この位相分離回路は、例えばｓ　Ｈ５１ｂｅｒｔフイルタで構 成できる。あるいは、入力信号を９０″位相シフトする、すなわち入力信号に対 して直交する信号を出力するような回路で構成出来る。

位相分離回路の０″出力ａＯおよび９０″出力ａ９はそれぞれ位相弁別器ｐｄの ２つの入力の１つに供給される。位相弁別器は絶対値出力ａａと位相角出力ａｐ を有する。位相角出力ａｐは上述した’ＮＩＣＡＭ“規格のデコーダｎｄのＤＱ ＰＳＫ部および差分段ｄｔに供給される。以上によりデジタル周波数変調回路が 構成される。絶対値出力ａａは、振幅変調された入力信号があると、対応するデ ジタル振幅変調された信号をあられす。この絶対値出力ａａ、デコーダｄｎの出 力ｄｎ、および差分段ｄｔの出力はデジタル−アナログ変換器にそれぞれ供給さ れる。各アナログ−デジタル変換器の出力はラウドスピーカを有した代表的なア ナログ音声チャンネル増幅器に供給される（各出力側の矢印で示されている）。

第２図に示すこの発明の第２実施例は、第１の実施例と異なり、アナログ−デジ タル変換器ａｄの出力がミクサｍの入力に供給される。ミクサｍは入力信号を音 声信号のベースバンドに変換する。ミクサｍの出力は第１０−バスフイルタｔｐ １に供給される。第１０−バスフイルタｔｐの周波数応答は、受信したテレビジ ョン規格依存信号に含まれる音声信号のバンド幅により減少されたサンプリング 周波数の１／２以下の零点を有している。第１０−パスフイルタｔｐｌの出力は デシメーション段ｄｚに供給される。デシメーション段フィルタｔｐ２に供給さ れる。第２０−パスフイルタｔｐ２の周波数応答は上記有効バンドより多少高い ところに零点を存しており、上記有効バンドの周波数特性にできるだけ、相似し て動作する。

第２図の他の部分は、第１図の部分と同一であり、同じ参照符号を付し、説明を 省略する。

第３図に示される第３図の実施例は、第１および第２の実施例と異なり、アナロ グ−デジタル変換器ａｄの出力が２つのクアドラチュアミクサｑｍに供給される 。ミクサｑｍは入力信号を音声信号のベースバンドに変換する。クアドラチュア ミクサｑｍにはデジタルサイン波キャリア信号ｓｎおよびデジタルコサイン波信 号ｃｎがそれぞれ、供給される。

クアドラチュアミクサのサイン波およびコサイン枝部の出力は第１０−パスフイ ルタｔｐｌおよび第２０−パスフイルタｔｐ２にそれぞれ供給される。第２０− パスフィルタｔｐ２の周波数応答は受信したテレビジョン規格依存信号に含まれ る音声信号のバンド幅により減少されるサンプリング周波数の１／２より多少低 いところに零点を有する。第１および第２０−バスフイルタｔｐｌおよびｔｐ２ の出力は、第１および第２デシメーション段ｄｚｌおよびｄｚ２にそれぞれ供給 される。第１および第２デシメーション段ｄｚｌおよびｄｚ２のコモンクロック 信号ｆｔはサンプリング信号ｔｓの、例えば１／４の周波数を有している。第１ および第２のデシメーション段ｄｚｌおよびｄｚ２はそれぞれ、第３および第４ のローパスフィルタｔｐ３およびｔｐ４に接続されている。これらローパスフィ ルタの周波数応答は、有効バンドよりも上に零点を有しており、有効バンドの周 波数特性にできるだけ相似して動作する。

第３および第４のローパスフィルタｔｐ３およびｔｐ４は位相弁別器ｐｄの第１ および第２人力にそれぞれ接続されている。位相弁別器ｐｄは絶対値出力４ａと 位相角出力ａｐを有する。残りの回路については、第１図および第２図の回路と 同じである。

この発明の音響チャンネル回路のユニバーサルな応用性は、位相スプリッタｐｓ により相互に直交する信号をまず作り、位相弁別器ｐｄをそれを使って、絶対値 信号と角度信号を出力する点にある。音声キャリアが振幅変調されると、絶対値 信号は、復調された音声情報を表す。周波数変調あるいは異なるクアドラチュア 位相シフトキーイング変調がある場合には、音声信号は位相信号から得られる。

上述した“ＮＩ　ＣＡＭ”規格では、音声信号は角度信号から直接前られるのに 対し、周波数変調がある場合には、差分段ｄｔを介して角度信号から得られる。

西独のテレビジョンステレオサウンド規格では、両方の立体音響チャンネルの復 調は位相弁別器と時分割多重の両方により得られる。

第４図は、位相弁別器ｐｃｉの位相角出力ａｐに現れる信号から”タイミングリ カバリ”による一般的な手法で得られる位相角あるいは差分データからＤＰＳＫ データ対を分離するデコーダのＤＱＰＳＫ部の好適実施例のブロック図である。

（１９８６年５月出りのＩＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎ　　Ｃｏｍ ｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓのベージ４２３乃至４２９を参照） 下記記述を容易に理解す・るために、差分クアドラチュアあるいは、１／４位相 シフトキーイング変調技術、すなわちＤＱＰＳＫと略称される技術について最初 に述べる。帯域に制限のあるチャンネル上にバイナリデータをシリアルにクロッ ク伝送するには、バイナリデータ列を最初に°シンボル。

と呼ばれる２ビツトデータ対のツクロックシーケンスにグループ分けする。この 結果、４つのデジタルワード００，０１゜１０．１１が作られる。バイナリデー タ列のクロック周波数は°データレート“と呼ばれ、シンボルレートはデータレ ートの１／２に等しい。

これらの（２ビツト）ワードは直角座標系の座標として解読され、２の補数で表 されたバイナリナンバと見なされる。

これらのワードは座標軸と単位円との４つの交点、すなわち４つの角度Ｏ＠、９ ０″、１８０°、および２７０’を表すのに使用することができる。差分クアド ラチュア位相シフトキーイングでは、このデジタルワードはＤＰＳＫデータ対と して使用され、先行する位相値との差を表す。この場合、ＤＰＳＫデータ対００ ，１０．１１、および０１は例えば位相差０′″、９０”　、−２７０”　、十 ／−１８０＠および２７０°あるいは一９０°にそれぞれ等しい。

伝送する場合、ＤＰＳＫデータ対はアナログあるいはデジタルデバイスによりフ ィルタにかけられる。デジタルデバイスの場合、２つのデジタルフィルタのクロ ック信号の周波数は上述したクロック周波数よりも一般に高い。

フィルタにかけた後、出力信号は、クアドラチュア振幅変調にかけられる。すな わち、アナログフィルタにかけた後、アナログクアドラチュア変調し、デジタル フィルタにかけた後、デジタルクアドラチニア変調を行う。すなわち、キャリア は連続信号ではなく、サンプリング理論にもとずいてキャリア信号のサンプリン グされた振幅（のみ）で構成される。

このクアドラチュア変調のつぎに、２つの“チャンネル。

の相互に直交する信号が加えられデジタルからアナログに変換される。アナログ に変換された信号は伝送路に送られる。

受信側では、アナログ−デジタル変換が高速サンプリングレートで行われる。次 に、（デジタル）クアドラチュア振幅変調が行われ、変調器の２つの出力はデジ タル直交信号対の列となる。つぎに、２つのチャンネルの出力をローパスフィル タにかけることにより信号対を得る。この信号対から、シンボルレート（データ レートの２倍）を周波数および位相に対して再生する。この手法については、例 えば、１９８６年５月に出版された’ＩＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏ ｎ　　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”のベージ４２３乃至４２９に記載されて いる。

タイミングリカバリを含む第１図乃至第３図を参照して述べた信号処理技術はテ レビジョンレシーバで行われる。位相弁別器ｐｄの出力ａｐの位相データｄｄは 上述した位相差分情報を含んでおり、多重ビットのデジタルワードである。この デジタルワードから、位相差分データを分離する必要がある。これは第４図によ り行われる。

位相データｄｄは第１の定数加算器に１に供給される。さらに加算器に１には、 位相角４５＠に対応する“４５”が供給される。この出力は加算器ｓｒｎの第１ 人力に供給される。

加算器Ｓｍの出力は第１減算器ｓ１の減数入力に供給される。

さらに、第１定数加算器と同様の第２定数加算器に２が設けられ、位相角４５″ に対応するデジタルワード“４５”が供給される。第２定数加算器の出力は、第 １減算器Ｓ１の被減数入力に供給される。加算器ｓｍの出力の最上位ビットｍｂ とサインビットｓｂは２ビット信号として定数加算器に２の第２人力、遅延素子 ■の入力、および第２′減算器ｓ２の被減数入力に供給される。第２減算器Ｓ２ の出力は位相差データｄｐを供給する。遅延素子Ｖにより得られる遅延量は、Ｄ ＰＳＫデータ対のオリジナルデータレートの期間に等しい。

第１減算器Ｓ１の出力は、ＰＬＬフィルタとして作用するローパスフィルタｔｐ を介して加算器ｓｍの第２人力に供給される。４５″デジタルワードを位相デー タｄｄ、サインビット、および加算器ｓｍの最上位ビットに加算することにより 、信頼性のある位相差データの再生が可能である。

国際調査報告 ＳＡ　　　　１９２５４

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. １．少なくとも１つのアナログーデジタルコンバータと、少なくとも１つのデジ タルーアナログコンバータとから成るデジタルテレビジョン受信機の音響チャン ネル回路において、ベースバンドのアナログ音声およびビデオ信号（ｖａ）が、 アナログ非エイリアシングローパスフィルタ（ａｆ）を介して、クロミナンスサ ブキャリア周波数の４倍のオーダの周波数のサンプリング信号（ｔｓ）の単一ア ナログーデジタルコンバータ（ａｄ）に供給し、前記アナログーデジタルコンバ ータ（ａｄ）の出力は、中心周波数とバンド幅が、受信したテレビジョン規格に 依存する音声キャリア周波数および相関するバンド幅に等しいデジタルバンドパ スフィルタ（ｂｐ）に接続され、前記バンドパスフィルタ（ｂｐ）の出力は、有 効バンドがデシメーションにより影響を受けない整数によりサンプリング信号の 周波数を分割することによりクロック信号（ｆｔ）が得られる、デシメーション 段（ｄｚ）の入力に接続され、デシメーション段（ｄｚ）の出力が、有効バンド の周波数特性よりも高い周波数でかつできるだけ相似した周波数特性のデジタル ローパスフィルタ（ｔｐ）に引加され、ローパスフィルタ（ｔｐ）の出力（ｄｓ ）は位相スブッリタ（ｐｓ）に供給され、位相スプリッタ（ｐｓ）の０°出力（ ａ０）および９０°出力（ａ９）は、絶対値出力（ａａ）および位相角（ａｐ） を出力する位相弁別器（ｐｄ）の２つの入力の１つに供給され、前記位相角出力 （ａｐ）は“ＮＩＣＡＭ”規格のデコーダのＤＱＰＳＫ部（ｔｄ）、および少な くとも１つの差分段（ｄｔ）に供給され、前記絶対値出力（ａａ），デコーダ（ ｎｄ）および差分段（ｄｔ）の各後段にデジタルーアナログコンバータ（ｍｗ， ｎｗ，ｆｗ）を設けたことを特徴とする音響チャンネル回路。
2. ２．少なくとも１つのアナログーデジタルコンバータと、少なくとも１つのデジ タルーアナログコンバータとから成るデジタルテレビジョン受信機の音響チャン ネル回路において、ベースバンドのアナログ音声およびビデオ信号（ｖａ）が、 アナログ非エイリアシングローパスフィルタ（ａｆ）を介して，クロミナンスー サブキャリア周波数の４倍のオーダの周波数を有するサンプリング信号（ｔｓ） の単一のアナログーデジタルコンバータ（ａｄ）に供給され、アナログーデジタ ルコンバータ（ａｄ）の出力が、受信した信号を音声信号のベースバンド（有効 バンド）に変換するミクサ（ｍ）の入力に供給され、ミクサ（ｍ）の出力が第１ デジタルローパスフイルタ（ｔｐ１）に供給され、前記フィルタ（ｔｐ１）の周 波数特性は受信したテレビジョン規格に依存する信号に含まれる音声信号のバン ド幅だけ減少したサンプリング周波数の１／２より低いところに零点を有し、前 記第１ローパスフィルタ（ｔｐ１）の出力はサンプリング信号（ｔｓ）の周波数 の１／４の周波数に等しいクロック信号（ｆｔ）を有するデシメーション段（ｄ ２）に供給され、デシメーション段（ｄｚ）の出力は第２デジクルローパスフィ ルタ（ｔｐ２）に供給され、前記第２ローパスフィルタ（ｔｐ２）の周波数特性 は、有効バンドより高いところに零点を有し、有効バンドの周波数特性にできる だけ相似して動作し、前記第２ローパスフィルタ（ｔｐ２）の後に位相スプリッ タ（ｐｓ）を設け、前記位相スプリッタ（ｐｓ）の０°出力（ａ０）および９０ °出力（ａ９）は各々絶対値出力（ａａ）および位相角出力（ａｐ）を有する位 相弁別器（ｐｄ）の２つの入力の１つに供給され、前記位相角出力（ａｐ）は“ ＮＩＣＡＭ”規格のデコーダ（ｎｄ）のＤＱＰＳＫ部（ｔｄ）および少なくとも １つの差分段（ｄｔ）に供給され、前記絶対値出力（ａａ），デコーダ（ｎｄ） および差分段（ｄｔ）の後におのおのデジタルーアナログコンバータ（ｍｗ，ｎ ｗ，ｆｗ）が設けられていることを特徴とする音響チャンネル回路。
3. ３．少なくとも１つのアナログーデジタルコンバータと、少なくとも１つのデジ タルーアナログコンバータとから成るデジタルテレビジョン受信機の音響チャン ネル回路において、ベースバンドのアナログ音声およびビデオ信号（ｖａ）が、 アナログ非エイリアシングローパスフィルタ（ａｆ）を介して，クロミナンスー サブキャリア周波数の４倍のオーダの周波数を有するサンプリング信号（ｔｓ） の単一のアナログーデジタルコンバータ（ａｄ）に供給され、アナログーデジタ ルコンバータ（ａｄ）の出力が、受信した信号を音声信号のベースバンド（有効 バンド）に変換するクアドラチュアミクサ（ｑｍ）の入力に供給され、前記クア ドラチュアミクサ（ｑｍ）は第１および第２ローパスフィルタ（ｔｐ１）および （ｔｐ２）にそれぞれ接続されたサイン部およびコサイン部から成り、前記第１ および第２のローパスフィルタ（ｔｐ１）および（ｔｐ２）の周波数特性は、受 信したテレビジョン規格に依存する信号に含まれる音声信号のバンド幅だけ減少 したサンプリング周波数の１／２より低いところに零点を有し、第１および第２ のローパスフィルタ（ｔｐ１，ｔｐ２）の出力は第１デシメーション段（ｄｚ１ ）および第２デシメーション段（ｄｚ２）に供給され、前記第１および第２デシ メーション段（ｄｚ１）および（ｄｚ２）の共通クロック信号（ｆｔ）はサンプ リング信号（ｔｓ）の周波数の１／４の周波数を有し、前記第１および第２デシ メーション段（ｄｚ１，ｄｚ２）の出力は第３デジタルローパスフィルタ（ｔｐ ３）および第４デジタルローパスフィルタ（ｔｐ４）にそれぞれ供給され、前記 第３および第４デジタルローパスフィルタ（ｔｐ３，ｔｐ４）の周波数特性は有 効バンドより高いところに零点を有し、前記有効バンドの周波数特性にできるだ け相似して動作し、前記第３および第４ローバスフィルタ（ｔｐ３，ｔｐ４）の 出力は、絶対値出力（ａａ）および位相角出力（ａｐ）を有する位相弁別器（ｐ ｄ）の第１および第２入力にそれぞれ供給され、前記位相角出力（ａｐ）は“Ｎ ＩＣＡＭ”規格のデコーダ（ｎｄ）のＤＱＰＳＫ部、および少なくとも１つの差 分段（ｄｔ）に供給され、前記絶対値出力（ａａ），デコーダ（ｎｄ）および差 分段（ｄｔ）の各後段にデジタルーアナログコンバータ（ｍＷ，ｎＷ，ｆｗ）を 設けたことを特徴とする音響チャネル回路。
4. ４．前記ＤＱＰＳＫデコーダ部がＤＰＳＫデータ対のオリジナルデータレートに 現れる多重ビット位相データから位相差データ（ｄｐ）を再生するように作動し 、位相角４５°に対応するデジタルワード（“４５°”）および位相データ（ｄ ｄ）が印加される第１定数加算器（ｋ１）と、前記第１定数加算器（ｋ１）の出 力に第１入力が接続される加算器（ｓｍ）と、前記加算器（ｓｍ）の出力に減数 入力が接続される第１減算器（ｓ１）と、“ＮＩＣＡＭ”デコーダの前段に設け られたＤＰＳＫデコーダに接続され、位相差分データ（ｄｐ）を出力する第２減 算器（ｓ２）と、データレートの期間に等しい遅延量を出力し、前記第２減算器 （ｓ２）の減数入力に出力する遅延素子（ｖ）と、位相角４５°に対応するデジ タルワード（“４５°”）が印加される第２定数加算器（ｋ２）とを備え、前記 第２減算器（ｓ２）の被減数入力、前記遅延素子（ｖ）および第２定数加算器（ ｋ２）には前記加算器（ｓｍ）のサインビット（ｓｂ）および最上位ビット（ｍ ｂ）が供給され、さらに前記第１減算器（ｓ１）の出力と、前記加算器（ｓｍ） の第２入力との間に設けられＰＬＬフィルタとして作用するローパスフィルタ（ ｔｐ）を備えていることを特徴とする前記請求の範囲１ないし３のいずれかに記 載の音響チャンネル回路。