JPH0349584A - ブリッジインバータ用の制御装置及びブリッジインバータを制御する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、全般的にブリッジインバータのスイッチング
制御および電流調整に関する。更に詳しくは、本発明は
、スイッチング式リラクタンス機械ブリッジインバータ
においてスイッチング素子を制御し、電流を調整する方
法および装置に関する。

発明の背景 スイッチング弐リラクタンス機械（ＳＲＭ）は突出した
回転子および固定子磁極を有するブラシレス同萌機であ
る。固定子磁極の各々上に集中巻線があるが、回転子上
には巻線または永久磁石がない。各対の直径方向に対向
する固定子磁極巻線は直列または並列に接続されて、多
ｔ目ｓＲＭの独立した相巻線を形成している。理想的に
は、１つの固定子磁極から回転子に入る磁束は回転子を
通って直径方向に対向する固定子磁極に入る磁束と平衡
しているので、相間には相互磁気結合が存在しない。

トルクは、回転子の角度位置に同期した所定のシーケン
スで各相巻線の電流をスイッチングすることによって発
生される。このようにして、磁気吸引力が互いに接近し
つつある回転子磁極と固定子磁極との間に発生する。各
相の固定子磁極に最も近い回転子磁極が整列位置を通り
過ぎる前に各相の電流はオフに切換えられる。そうしな
いと、磁気吸引力により負のトルク、すなわち制動力が
発生されることになる。ＳＲＭにおいては、トルクの方
向は電流の方向に無関係である。従って、両方向の相電
流を必要とする他の多くのブラシレス機械とは対照に、
ＳＲＭの電力インバータは電流が相巻線を一方の方向に
のみ流れるように構成することができる。このようなイ
ンバータは一般に各相巻線に直列なトランジスタまたは
サイリスタのような１つ以上のスイッチング素子を使用
している。有利なことに、スイッチング素子は「シュー
トスルー（ｓｈｏｏｔ−ｔｈｒｏｕｇｈ　）　Ｊ電流路
を防止している。典型的なＳＲＭのコンバータは米国特
許第４，６８４．８６７号に示されている。

比較的低い速度および中位の速度においては、ＳＲＭに
おける電流の大きさの調整は典型的にはヒステリシス帯
域電流チョッピングによって達成されている。各相当り
２つのスイッチング素子を使用したＳＲＭ駆動装置にお
いては、このような電流チョッピング方式は相電流が連
続的に比較されるヒステリシス帯域の所定の上側および
下側限界値を有する指令基準電流波形を発生している。

１つの相に対する導通期間の始めにおいて（すなわち、
相がトルク発生のために励磁されるとき）、対応する相
巻線に直列なスイッチング素子は同時にオンに切換えら
れる。このように両スイッング素子が導通状態になると
、直流電源からの電流はヒステリシス帯域の上側限界値
に達するまで相巻線に流れる。ヒステリシス帯域の上側
限界値に達した点において、両スイッチング素子はオフ
にされる。相巻線に接続されているフライバックダイオ
ード、すなわちリターンダイオードが直流電源ヘの電流
路を形成する。相電流がヒステリシス帯域の下側限界値
まで低減すると、スイッチング素子は再びオンに切換え
られ、この過程が繰り返される。この過程は通常パルス
幅変調（ＰＷＭ）または電流チョッピングと称せられて
いる。このようなヒステリシス帯域電流チジッピング方
式は米国特許第４，７３９．２４０号に記載されている
。

不利益なことに、高周波電流チョッピングにより、直流
電力バス上にリップル電流成分が発生する。これは直流
バスのフィルタコンデンサによって除去されなければな
らないものである。フィルタコンデンサの大きさおよび
重量はリップル電流定格に正比例している。従って、Ｓ
ＲＭ駆動装置の大きさおよび重量を低減するためには、
許容し得る最大リップル電流を低減することが望ましい
。

更に、スイッチング損失を低減し、従ってスイッチング
素子の接合温度を低減することも望ましい。

特に、スイッチング素子が導適状態と非導通状態のとの
間を変化する毎に電力がスイッチング素子で消費される
ので、スイッチング損失はチョップ周波数を低減するこ
とによって減らすことができる。

発問の目的 従って、本発明の目的は、リップル電流を抑え、これに
よりインバータの人力に必要なフィルタコンデンサの大
きさを制限するようにＳＲＭブリッジインバータのスイ
ッチング素子を制御する方法および装置を提供すること
にある。

本発明の他の目的は、スイッチング周波数を制限し、そ
してスイッチング損失を低減するようにＳＲＭブリッジ
インバータのスイッチング素子を制御する方法および装
置を提供することにある。

発明の要約 上述した目的および他の目的は、対応する相巻線に直列
に接続された相枝路当り少なくとも２つのスイッチング
素子を有するＳＲＭブリッジインバータのスイッチング
素子を制御し、電流を調整する新規な方法および装置に
おいて達成されている。更に、各インバータの相枝路は
上側および下側スイッチング素子にそれぞれ対応する上
側フライバックダイオードおよび下側フライバックダイ
オードを有し、スイッチング素子と対応するフライバッ
クダイオードとの各組合せは相電流を循環させる通路を
形威している。一般に、相電流の大きさはヒステリシス
帯域チョッピングによって制限される。各相巻線に直列
に接続された２つのスイッチング素子を有するインバー
タにおいては、両スイッチング素子はその相の導通期間
の始めにおいてターンオンされる。直＃電源からの電流
はヒステリシス帯域の上側限界値に達するまでそれぞれ
の相巻線で増加する。ヒステリシス帯域の上側限界値に
達した点において、スイッチング素子のうちの予め選択
された一方がターンオフされ、他方はオンに留まる。相
電流は他方の各スイッチング素子および対応するフライ
バックダイオードを通って循環し、この結果直流電源に
電流が戻らないようになっている。相電流がヒステリシ
ス帯域の下側限界値に減衰すると、スイッチング素子の
うちの選択された一方は再びターンオンされ、この過程
が繰り返される。本発明の好適実施例においては、相電
流チョッピングは、各導通期間の間、各相の上側および
下側スイッチング素子の間で交互に行われる。

本発明の特徴および利点は添付図面に関連する本発明の
次の詳細な説明から明らかになるであろつＯ 発明の詳しい説明 第１図は従来のスイッチング弐リラクタンス機械駆動装
置の構或を示している。一例として、ＳＲＭＩＯは関連
する電力インバータ１２を有する三和機械として示され
ている。図示のように、ＳＲＭＩＯは静止している固定
子１６内において順方向または逆方向に回転し得る回転
子１４を有する。回転子１４は２対の直径方向に対向す
る回転子磁極１８ａ−１８ｂおよび２０ａ−２０ｂを有
する。固定子１６は３対の直径方向に対向する固定子磁
極２２ａ−２２ｂ，２４ａ−２４ｂおよび２６ａ−２６
ｂを有する。固定子磁極巻線２８ａ−２８ｂ，３０ａ−
３０ｂおよび３２ａ−３２ｂがそれぞれ固定子磁極対２
２ａ−２２ｂ，２４ａ一２４ｂおよび２６ａ−２６ｂ上
に巻回されている。通常のように、各対の対向する固定
子磁極対上の固定子磁極巻線は直列または並列に接続さ
れ、機械の相巻線を形成している。第１図に示すように
、各磁極巻線対２８ａ−２８ｂ，３０ａ−３０ｂおよび
３２ａ−３２ｂを有する固定子磁極巻線はそれぞれ互い
に直列に接続されるとともに、それぞれ上側のスイッチ
ング素子３３、３４および３５ならびに下側のスイッチ
ング素子３６、３７および３８に接続されている。上側
および下側のスイッチング素子はそれぞれ絶縁ゲート型
バイポーラトランジスタ（ＩＧＴ）であるが、他の適切
な電流スイッチング素子、例えば電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）　
、またはバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）を使用
してもよい。更に各相巻線はフライバックダイオードす
なわちリターンダイオード４５および４２、４６および
４３、ならびに４７および４４をそれぞれ介して電池や
交流整流電源のような直流電源に接続されている。各相
の各導通期間の終わりにおいて、それぞれの相巻線に蓄
積された磁気エネルギはそれぞれの巻線に接続された各
対のダイオードを介して直流電源に戻される。各々直列
に組み合わせられた相巻線は２つの対応するスイッチン
グ素子および２つのフライバックダイオードとともに、
インバータ１２の１つの相枝路を構成する。インバータ
の相枝路は互いに並列に接続され、直流電源によって駆
動される。この直流電源は並列接続されたインバータの
相枝路の両端間に直流電圧Ｖ，。を印加する。コンデン
サ４０が直流電源からの過渡電圧を平滑し、リップル電
流をインバータに抑制するために設けられている。

典型的には、第１図に示すように、軸角度変換器４８、
例えばエンコーダまたはレゾルバが回転子１４に連結さ
れ、回転子角度フィードバック信号が機械制御手段５０
に供給される。また、トルク指令のようなオペレータの
指令が制御手段５０に入力される。相電流フィードバッ
ク信号が電流調整手段５１に供給される。この電流調整
手段５１は相電流フィードバック信号を電流センサ（図
示せず）から受信する。適当な電流センサは、モトロー
ラ社によって商標名「センスフェト（ＳＥＮＳＥＦＥＴ
）Ｊとして販売され、またはインターナショナルレクチ
ファイア（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｒｅｃｔｌｆ
ｌｃｒ　）社によって商標名「ヘクスセンスＯＩＥＸＳ
ｃｎｓｃ）　Ｊとして販売されているような電流感知ト
ランジスタ、ならびにホール効果電流センサ、感知抵抗
、感知変成器などの従来周知のものである。更に、制御
手段５０は以下に説明するように指令基準電流波形Ｉイ
を電流１凋整手段５１に供給する。上述した米国特許第
４，７３９．２７０号に記載されているような周知の方
法で、制御手段は点弧信号をインバータ１２に供給して
、機械のｔ口巻線を所定のシーケンスで駆動する。

上述したように、比較的低い速度および中位の速度での
従来のＳＲＭ駆動装置における電流調整は、各相の電流
の大きさを指令された基準電流波形のヒステリシス４Ｂ
域内に維持するヒステリシス帯域電流チョッピング方法
によって達成されている。不利益なことに、スイッチン
グ素子によって電流をチョッピングする結果、フィルタ
コンデンサ４Ｇによって平滑しなければならないリップ
ル電流が発生する。コンデンサの大きさおよび価格は必
要なリップル電流定格とともに増大する。第２図は第１
図のＳＲＭ駆動装置のリード線Ａにおいて測定した典型
的な直流リンク・リップル電流波形を示している。特定
の相の両スイッチング素子が非導通状態にあるとき、直
流リンク・リップル電流は正であり、一方のスイッチン
グ素子が非導通状態にあるとき、直流リンク・リップル
電流は負である。

本発明によれば，ＳＲＭインバータのスイッチング素子
を制御する新規な改良された方法はＳＲＭ駆動装置の電
流を調整するように構或されている。この制御方法は第
１図のように各相あたり２つのスイッチング素子を有す
るＳＲＭインバータについて説明されているが、本発明
の原理はインバータの相枝路あたり３つ以上のスイッチ
ング素子を使用するＳＲＭ駆動装置にも同様に適用でき
るものであることを理解されたい。第３図は本発明のス
イッチング制御回路の好適実施例を示す構成図である。

各相の制御回路は同一であるので、第３図は１つの相の
みについて示している。これについての動作を１つの相
のみを参照して以下に説明する。

第３図に示すように、上述したような１つの電流センサ
５２が直列接続された固定子磁極巻線３２ａおよび３２
ｂからなる相巻線に接続されている。検知した相電流に
比例する信号Ｉ　　　が電ＳＥＮＳＥ 流センサ５２から出力され、この信号はナショナル・セ
ミコンダクタ・コーポレーション（　Ｎａｔ　ｔｏｎａ
ｌ　Ｓｅａ＋ｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｃｏｒｐｏｒａｔ
ｉｏｎ）によって製造されるＬＭ３１１のようなヒステ
リシス比較器５４の反転入力に供給される。指令基準電
流波形ＩＲヤが関数発生器（図示せず）のような基準波
形発生器から出力され、比較器５４の非反転入力に供給
される。比較器５４の出力はインバータ５４を介して２
つの２人力ナンド（ＮＡＮＤ）ゲート５６および５８の
各々の一方の入力に供給される。また、比較器５４の出
力信号はＴ（トグル）フリップフロップ６０のクロック
信号として供給され、このフリップフロップ６ｏは比較
器５４の出力信号の立下がりエッジ、すなわち負のエッ
ジによってトリガされる。フリップフロップ６ｏはＱお
よびσ出力から相補型論理レベルの出カ信号を発生する
。Ｑ出力からの出力信号はナンドゲート５６の第２の人
力に供給され、蜀出力がら相捕型出力信号はナンドゲー
ト５８の第２の入力に供給される。ナンドゲート５６お
よび５８の出力はそれぞれ２つの２人カアンド（ＡＮＤ
）ゲート６２および６４の各々の一方の入力に供給され
ている。各アンドゲート６２および６４の他の入力には
制御手段５０から駆動信号が供給されている。

アンドゲート６２および６４の出力はそれぞれ下側素子
駆動回路６６および上側素子駆動回路６８に接続されて
いる。適当な装置駆動回路はインターナショナル・レク
チファイア社によって製造されるＩＲ２１１０ブリッジ
ドライバのような本技術分野で周知のものである。

動作においては、電流信号Ｉ　　　によって表ＳＥＮＳ
Ｅ される検出された相電流がヒステリシス帯域の下側限界
値よりも小さい場合には、比較器５４は高論理レベル信
号を発生する。そうでなく、電流信号Ｉ　　　がヒステ
リシス帯域の上側限界値よりＳＥＮＳＥ も大きい場合、比較器５４は低論理レベル信号を発生す
る。比較器の出力信号はインバータ５５およびＴフリッ
プフロップ６０に供給される。インバータ５５からは出
力信号ｒｃ．ＨＯＰＪが発生される。特に、信号ＣＨＯ
Ｐが高論理レベル信号であるとき、相電流のチジッピン
グが指示される。

Ｔフリップフロップ６０は２つのスイッチング素子３５
および３８のうちのどちらが任意の所与の時刻において
電流チョッピングのために使用されるかを決定する。例
えば、固定子磁極巻線３２ａおよび３２ｂからなる相の
導通期間の始めにおいて、上側および下側のスイッチン
グ素子３５および３８がそれぞれオンにされる。電流が
機械の相巻線に流れ、検知された相電流がヒステリシス
帯域の上側限界値を超えると、比較器５４の出力信号は
高論理レベルから低論理レベルに変化する。

この結果、Ｔフリップフロツプは比較器５４の出力信号
の立下がりエッジによってトリガされる。

例えば、下側のスイッチング素子３８が最後にチョッピ
ングに使用されたことを示す高論理レベル信号にＴフリ
ップフロップ６０の出力９がなっていて、かつ電流ＩＳ
ＥＸＳＥがヒステリシス帯域の上側限界値より上に上昇
している場合、比較器５４の出力信号は高論理レベルか
ら低論理レベルに変化する。Ｔフリップフロップ６ｏは
比較器５４からの出力信号の立下がりエッジによってト
リガされ、Ｑ出力信号は低レベルになり、０出力信号は
高レベルになる。また、比較器５４からの低レベル出力
信号はインバータ５５に供給され、その出力信号ＣＨＯ
Ｐが高レベルになる。インバータ５５からの高論理レベ
ル信号ＣＨＯＰはナンドゲート５６および５８に供給さ
れる。ナンドゲート５８に供給されるＴフリップフロッ
プ６ｏの百出力信号も高レベルであるので、ナンドゲー
ト５８からの出力信号は低論理レベルになる。ナンドゲ
−ト５８からのこの低レベル出力信号はアンドゲート６
４に入力され、このアンドゲート６４からの低レベル出
力信号は上側素子駆動回路６８に供給され、上側のスイ
ッチング素子３５をオフにする。しかしながら、上側の
スイッチング素子３５が非導通状態になっている間も、
下側のスイッチング素子３８は導通状態に留まっている
。すなわち、Ｔフリップフロツブ６０のＱ出力の論理レ
ベル信号は低レベルであり、これによりナンドゲート５
６を付勢している。ナンドゲート５６からの高レベル出
力信号はアンドゲート６２に供給される。また、アンド
ゲート６２に供給される制御手段５０からの駆動信号は
、それぞれの相の導通期間の間高レベルにあるので、ア
ンドゲート６２からの出力信号は高レベルになり、この
結果下側のスイッチング素子３８は導通状態に留まって
いる。

このように、下側のスイッチング素子３８およびダイオ
ード４７は、スイッチング素子３５が非導通状態にある
間、相電流の循環経路を構成している。駆動装置は電流
信号■　　　がヒステリシスＳＥＮＳＥ 帯域の下側の限界値以下に低下するまでこの状態に留ま
っており、この下側の限界値になったとき、比較器５４
からの出力信号は低レベルになる。従って、信号ＣＨＯ
Ｐは低レベルになり、ナンドゲート５６および５８の出
力信号は高レベルになる。

また、制御手段５０からこれらのナンドゲートに供給さ
れる駆動信号は、それぞれの相の導通期間の間、高レベ
ルにあるので、スイッチング素子３５は再びターンオン
され、スイッチング素子３８もターンオンされる。上述
したサイクルがそれぞれの相の導通期間中に繰り返され
、電流チョッピング機能が上側のスイッチング素子およ
び下側のスイッチング素子の間で交互に行われる。導通
期間の終わりにおいて、両スイッチング素子３５および
３７はターンオフされ、電流はダイオード４４および４
７を介して電源に戻される。従って、この転流点におい
て、相巻線の両端間に約−ＶＤＣの電圧が存在し、これ
により相電流が迅速にゼロに低減する。

第４図は本発明の電流チョッピング方式を使用したＳＲ
Ｍ駆動装置用の直流リンク・リップル電流波形を示して
いる。両スイッチング素子が導通状態にあるとき、直流
リンク・リップル電流は正であり、一方のスイッチング
素子が非導通状態にあるとき、直流リンク・リップル電
流はゼロである。リップル電流波形を第２図に示されて
いる従来の電流チョッピング方式のものと比較すると、
ＰＷＭチョッピング周波数がかなり低くなっており、リ
ップル電流が６５％以上低減している。従って、コンデ
ンサ４０の大きさを小さくすることができる。

導通期間中のそれぞれの相のスイッチング素子間におけ
るチョッピング動作を交互に行うことによって、導通お
よびスイッチング損失がこれらのスイッチング素子の間
で平衡することは有益なことである。従って、電力消費
を同じように分担させることができる。しかしながら、
本発明の別の実施例によると、スイッチング素子の一方
のみが電流チョッピングのために使用される。例えば、
第５図に示すように、上側のスイッチング素子３５はチ
ョッピング用素子であるが、下側のスイッチング素子３
８は各相の各導通期間の間中オン状態に留まっている。

各相の導通期間の間、電流Ｉ　　　がヒステリシス帯域
の上側限界値を超えＳＵＮＳＥ た場合には、比較器５４の出力信号は低論理レベルにな
り、これによりアンドゲート６４の出力は低レベルにな
り、上側のスイッチング素子３５をターンオフする。し
かしながら、制御手段５０から下側素子駆動回路６６に
供給される駆動信号は各相の導通期間中高論理レベル信
号であるので、下側のスイッチング素子３８はオン状態
に留まっている。従って、相電流は下側のスイッチング
素子３８およびフライバックダイオード４７で形成され
る通路を循環する。電流信号１　　　がヒスＳＥＮＳＥ テリシス帯域の下側限界値より低下すると、上側のスイ
ッチング素子は再びターンオンされる。この動作を繰り
返すことによって、上側のスイッチング素子３５はチョ
ッピング動作を行い、下側のスイッチング素子３８は各
導通期間の間中オン状態に留まっている。

本発明の電流チョッピング方式を使用することによって
、スイッチング周波数を有効に低減することができる。

この結果、導通しているスイッチング素子および対応す
るフライバックダイオードを通って相電流が循環し、こ
の間チョッピング用素子が非導通状態になっている。特
に、従来のチョッピング方式においては、両スイッチン
グ素子がターンオフされたとき、電流がフライバックダ
イオードを通って直流電源に戻る。この結果、相巻線の
両端に電圧−■，。が発生して、電流を迅速に低威させ
る。これと対照的に、本発明による電流循環動作におい
ては、電流は直流電源に戻されず、相巻線の両端間の有
効な電圧降下は導通しているスイッチング素子および対
応するフライバックダイオードの両端間の電圧降下の和
になる。この有効な電圧降下は電圧−ＶＤｏと比較して
小さいので、循環電流は更にゆっくりと低減し、これに
よりチジッピング周波数が低くなる。チョッピング周波
数が低くなると、スイッチング損失が小さくなり、従っ
て素子の接合温度も低くなる。

本発明の好適実施例をここに図示し説明したが、このよ
うな実施例は単なる例であることは明らかであろう。本
技術分野に専門知識を有する者にとっては本発明から逸
脱することなく多くの変形、変更および置き換えを行う
ことができるであろう。

従って、本発明は特許請求の範囲の精神および範囲によ
って限定されるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＳＲＭ駆動装置の回路図である。 第２図は第１図のＳＲＭ駆動装置のリード線Ａにおける
直流リンク・リップル電流波形を示す波形図である。 第３図は本発明の制御装置の好適実施例を示す回路図で
ある。 第４図は本発明の制御システムを使用したＳＲＭ駆動装
置の直流リンク・リップル電流波形を示す波形図である
。 第５図は本発明の制御装置の別の実施例の回路図である
。 ３２ａ，３２ｂ・・・相巻線、３５．３８・・・スイッ
チング素子、４４．４７・・・フライバックダイオード
、５２・・・電流センサ、５４・・・ヒステリシス比較
器、６０・・・Ｔフリップフロップ、５６．５８・・・
ナンドゲー｝、６２．６４・・・アンドゲート、６６・
・・下側素子駆動回路、６８・・・上側素子駆動回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、多相スイッチング式リラクタンス機械を駆動するブ
   リッジインバータ用の制御装置であって、前記ブリッジ
   インバータは複数の相枝路を有し、該相枝路の各々は前
   記スイッチング式リラクタンス機械の相巻線に直列に接
   続された上側スイッチング素子および下側スイッチング
   素子を有し、前記相枝路の各々はまた前記上側スイッチ
   ング素子および前記相巻線の直列組合せと並列に接続さ
   れた上側フライバックダイオードならびに前記下側スイ
   ッチング素子および前記相巻線の直列組合せと並列に接
   続された下側フライバックダイオードを有し、前記上側
   および下側スイッチング素子ならびに前記相巻線の直列
   組合せは外部直流電源の両端間に接続されるようになっ
   ており、当該制御装置が、 各々１つずつ前記インバータの対応する相枝路に結合さ
   れ、該相枝路に流れる瞬時相電流を表す感知電流を発生
   する複数の電流感知手段と、基準電流波形を発生する指
   令基準波形発生手段と、 各々１つずつ対応する前記電流感知手段に接続され、そ
   れぞれの感知電流を前記基準電流波形と比較して、それ
   ぞれの感知電流が第１の所定量だけ前記基準電流波形を
   超えたときは第１の論理レベル信号を発生し、またそれ
   ぞれの感知電流が第２の所定の値だけ前記基準電流波形
   よりも小さいときは第２の論理レベル信号を発生する複
   数の比較手段と、 各々１つずつ対応する前記相枝路の下側スイッチング素
   子に接続されて、各導通期間の間、該下側スイッチング
   素子を駆動する複数の第１の駆動手段と、 各々１つずつ対応する前記相枝路の上側スイッチング素
   子に接続され、それぞれの前記感知電流が前記第１の所
   定量だけ前記基準電流波形を超えたときは、対応する前
   記相枝路の上側スイッチング素子をオフにして、該上側
   スイッチング素子が非導通状態の間それぞれの相電流が
   それぞれの前記相巻線を通して循環できるようにし、ま
   たそれぞれの前記感知電流が前記第２の所定の量だけ前
   記基準電流波形よりも小さくなるレベルまでそれぞれの
   相電流が低減したときは、導通期間の間、対応する前記
   相枝路の上側スイッチング素子を再びオンに戻す複数の
   第２の駆動手段と、 を有することを特徴とする制御装置。 ２、前記第２の駆動手段の各々は、対応する前記相枝路
   の上側スイッチング素子をターンオンする高論理レベル
   信号を発生し、かつ対応する前記相枝路の上側スイッチ
   ング素子をターンオフする低論理レベル信号を発生する
   論理回路手段をそれぞれ有している請求項１記載の制御
   装置。 ３、前記論理回路手段の各々は対応する前記比較手段に
   接続されたアンドゲートをそれぞれ有している請求項２
   記載の制御装置。 ４、前記上側スイッチング素子および下側スイッチング
   素子の各々はバイポーラ接合トランジスタである請求項
   １記載の制御装置。 ５、多相スイッチング式リラクタンス機械を駆動するブ
   リッジインバータ用の制御装置であって、前記ブリッジ
   インバータは複数の相枝路を有し、該相枝路の各々は前
   記リラクタンス機械の相巻線に直列に接続された上側ス
   イッチング素子および下側スイッチング素子を有し、前
   記相枝路の各々は更に前記上側スイッチング素子および
   前記相巻線の直列組合せと並列に接続された上側フライ
   バックダイオードならびに前記下側スイッチング素子お
   よび前記相巻線の直列組合せと並列に接続された下側フ
   ライバックダイオードを有し、前記上側および下側スイ
   ッチング素子ならびに前記相巻線の直列組合せは外部直
   流電源の両端間に接続されるようになっており、当該制
   御装置が、 各々１つずつ前記インバータの対応する相枝路に接続さ
   れ、該相枝路に流れる瞬時相電流を表す感知電流を発生
   する複数の電流感知手段と、基準電流波形を発生する指
   令基準波形発生手段と、 各々１つずつ対応する前記電流感知手段に接続され、そ
   れぞれの感知電流を前記基準電流波形と比較して、それ
   ぞれの感知電流が第１の所定量だけ前記基準電流波形を
   超えたときは、第１の論理レベル信号を発生し、またそ
   れぞれの感知電流が第２の所定量だけ前記基準電流波形
   よりも小さいときは第２の論理レベル信号を発生する複
   数の比較手段と、 各々１つずつ対応する前記比較手段に結合され、前記対
   応する比較手段の出力信号が前記第１の論理レベルから
   前記第２の論理レベルに変化したとき、状態を変更する
   複数のフリップフロップ手段と、 各々１つずつ対応する前記フリップフロップ手段に結合
   され、対応する前記相枝路の各導通期間の間、対応する
   前記相枝路の前記上側および下側スイッチング素子を交
   互にターンオフおよびターンオンする複数の駆動手段で
   あって、各相の該駆動手段は、それぞれの感知電流が前
   記第１の所定量だけ前記基準電流波形を超えたときは、
   対応する前記相枝路の前記スイッチング手段の一方をタ
   ーンオフして、該一方のスイッチング手段が非導通状態
   にある間それぞれの相電流がそれぞれの相巻線を循環し
   得るようにし、またそれぞれの感知電流が前記第２の所
   定量だけ前記基準電流波形より小さいレベルまで低減し
   たときは、前記一方のスイッチング素子をターンオンす
   る複数の駆動手段と、 を有することを特徴とする制御装置。 ６、前記駆動手段の各々は前記上側および下側スイッチ
   ング素子をそれぞれ交互にターンオンおよびターンオフ
   するように高論理レベル信号および低論理レベル信号を
   交互に発生する論理回路手段を有する請求項５記載の制
   御装置。 ７、前記論理回路手段の各々は、 対応する前記比較手段の出力に接続されたインバータと
   、 前記インバータの出力および対応する前記フリップフロ
   ップ手段に接続された上側ナンドゲートと、 前記インバータの出力および対応する前記フリップフロ
   ップ手段の他方の出力に接続された下側ナンドゲートと
   、 前記上側ナンドゲートに応答し、対応する前記相枝路の
   前記上側スイッチング手段に結合された上側アンドゲー
   トと、 前記下側ナンドゲートに応答し、対応する前記相枝路の
   前記下側スイッチング手段に結合された下側アンドゲー
   トと、 を有する請求項６記載の制御装置。 ８、前記上側および下側スイッチング素子の各々は絶縁
   ゲート型バイポーラトランジスタである請求項５記載の
   制御装置。 ９、多相スイッチング式リラクタンス機械を駆動するブ
   リッジインバータを制御する方法であって、前記インバ
   ータは複数の相枝路を有し、前記相枝路の各々は前記リ
   ラクタンス機械の相巻線に直列に接続された上側スイッ
   チング素子および下側スイッチング素子を有し、前記相
   枝路の各々は更に前記上側スイッチ素子および前記相巻
   線の直列組合せと並列に接続された上側フライバックダ
   イオード、ならびに前記下側スイッチング素子および前
   記相巻線の直列組合せと並列に接続された下側フライバ
   ックダイオードを有し、前記上側および下側スイッチ素
   子ならびに前記相巻線の直列組合せは外部直流電源の両
   端間に接続されるようになっており、当該方法が、 （ａ）前記インバータの各相枝路の瞬時相電流を感知し
   、 （ｂ）それぞれの相電流を表す比例信号を基準電流波形
   と比較し、 （ｃ）前記それぞれの相電流を表す比例信号が第１の所
   定の値だけ前記基準電流波形よりも小さいときは、対応
   する相の前記上側および下側スイッチング素子をターン
   オンし、 （ｄ）前記ステップ（ａ）および（ｂ）を繰り返し、 （ｅ）前記それぞれの相電流を表す比例信号が第２の所
   定の値だけ前記基準電流波形を超えたときは、前記スイ
   ッチング素子のうちの予め選択されたスイッチング素子
   をターンオフし、（ｆ）前記ステップ（ａ）および（ｂ
   ）を繰り返し、 （ｇ）前記それぞれの相電流を表す比例信号が前記第１
   の所定の値だけ前記基準電流波形よりも小さくなったと
   き、前記スイッチング素子のうちの前記予め選択された
   スイッチング素子をターンオンし、 （ｈ）前記のステップを連続的に繰り返すことを特徴と
   する方法。 １０、多相スイッチング式リラクタンス機械を駆動する
   ブリッジインバータを制御する方法であって、前記イン
   バータは複数の相枝路を有し、前記相枝路の各々は前記
   リラクタンス機械の相巻線に直列に接続された上側スイ
   ッチ素子および下側スイッチ素子を有し、前記相枝路の
   各々は更に前記上側スイッチング素子および前記相巻線
   の直列組合せと並列に接続された上側フライバックダイ
   オード、ならびに前記下側スイッチング素子および前記
   相巻線の直列組合せと並列に接続された下側フライバッ
   クダイオードを有し、前記上側および下側スイッチング
   素子ならびに前記相巻線の直列組合せは外部直流電源の
   両端間に接続されるようになっており、当該方法が、 （ａ）前記インバータの各相枝路の瞬時相電流を感知し
   、 （ｂ）それぞれの相電流を表す比例信号を基準電流波形
   と比較し、 （ｃ）前記それぞれの相電流を表す比例信号が第１の所
   定の値だけ前記基準電流波形よりも小さいときは、対応
   する相の前記上側および下側スイッチ素子をターンオン
   し、 （ｄ）前記ステップ（ａ）および（ｂ）を繰り返し、 （ｅ）前記それぞれの相電流を表す比例信号が第２の所
   定の値だけ前記基準電流波形を超えたとき、前記スイッ
   チング素子うちの第１の予め選択されたスイッチング素
   子をターンオフし、 （ｆ）前記ステップ（ａ）および（ｂ）を繰り返し、 （ｇ）前記それぞれの相電流を表す比例信号が前記第１
   の所定の値だけ前記基準電流波形よりも小さくなったと
   き、前記スイッチング素子のうちの前記第１の予め選択
   された素子をターンオンし、 （ｈ）前記ステップ（ａ）および（ｂ）を繰り返し、 （ｉ）前記それぞれの相電流を表す比例信号が前記第２
   の所定の値だけ前記基準電流波形を超えたとき、前記ス
   イッチング素子のうちの第２の予め選択されたスイッチ
   ング素子をターンオフし、 （ｊ）前記ステップ（ａ）および（ｂ）を繰り返し、 （ｋ）前記それぞれの相電流を表す比例信号が前記第１
   の所定の値だけ前記基準電流波形より小さくなったとき
   、前記スイッチング素子のうちの前記第２の予め選択さ
   れた素子をターンオンし、 （ｌ）前記のステップを連続的に繰り返す ことを特徴とする方法。