JPH0349196B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、螢光ランプや近赤外用の希ガス放
電灯などの低圧放電灯に高周波で、且つ各半サイ
クル毎に休止時間を有する電圧を印加して点灯す
る放電灯点灯装置に関するものである。

低圧放電灯に休止期間を有する電圧を印加して
点灯する従来技術について先ず説明する。

実開昭48−4779号公報には螢光ランプと並列に
設けたターンオフサイリスタを用い、第１図の図
イに示したように正弦波のランプ電圧V_Lを数筒
のパルス状の電圧を変換することが示されている
が、ランプ電圧V_Lは商用周波のものであり、そ
の目的とするところは限流インピーダンスである
チヨークコイルを小形にすることにあるので、後
述するこの発明とは全く異なるものである。

上記従来例では商品周波の半サイクル中のパル
ス電圧を同一の方向のものであるが、それを交流
的にしたのが特開昭51−36786号公報のものであ
る。これもチヨークコイルの小形化を目的とする
もので、使用周波数帯域もこの発明のものとは異
なり、後述する低圧放電灯の効率向上は得られな
い。

また、特開昭51−115078号公報には、第１図の
図ロに示したコンデンサ１とチヨークコイル２と
の直列接続よりなる容量性限流インピーダンスを
有する螢光ランプの点灯回路において、ランプ３
と並列に設けたスイツチ装置４により、第１図の
図ハに示すように商用周波の正弦波状のランプ電
流I_Lの立下り部（ハツチング部）で上記スイツチ
装置４を半サイクル毎に１回短絡することが開示
されているが、これは再点孤時のコンデンサ１の
充電電圧V_Cを高めて再点孤を容易にしようとす
るもので、これもこの発明とは全く異なるもので
ある。

この発明に最も近い従来例としては実公昭56−
8161号公報にあるが、これは第２図の図イに示し
たような、流通期間T₁、遮断期間（以下休止期
間と呼ぶ）T₀を有し、その都度電流方向が反転
するような高周波の断続電流を低圧水銀蒸気放電
灯に流すことにより、上記放電灯の効率が向上す
ることが示されており、上記のような電流を流す
装置としては第２図の図ロに示す回路が限定され
ている。この回路は４辺にトランジスタ５，６，
７，８を配し、対角線に放電灯９を接続したブリ
ツジ回路と、このブリツジ回路の入力側に直列に
設けた他のトランジスタ１０と、トランジスタ
５，６，７，８，１０を開閉制御して図イのよう
な電流を流す制御装置１１とから構成されてい
る。

しかしこのような装置においてはトランジスタ
５，６，７，８に印加される電圧は矩形波であり
その高い電圧の部分でトランジスタ１０により休
止期間T₀を形成させるので、本質的に装置の容
量を大きくしなければならないという欠点があつ
た。また、ラジオノイズも大きいという欠点もあ
つた。

本発明者らは特開昭57−196497−号公報や特願
昭56−110369号公報に開示したように、休止期間
T₀を有する高周波電圧で螢光ランプのような低
圧水銀蒸気放電灯を点灯することを種々研究した
結果、実公昭56−8160号公報に示された値より更
にランプ効率を向上させることができることが明
らかになつた。

この発明は本発明者らが出願した上記公報に記
載された点灯装置よりも更に実用性の高い点灯装
置を提案するとともに実公昭56−8160号公報に開
示された装置の上記諸欠点を改善することを目的
とするもので、低圧放電灯を付勢する高周波イン
バータとしてはその出力電圧がほゞ正弦波状にな
る特性を有するものを用い、少くともその正弦波
状出力電圧瞬時値の小しな立上り部分で休止期間
T₀を形成し、上記出力電圧瞬時値の大きな部分
で上記低圧放電灯に電力を供給することにより比
較的容量の小さなもので上記低圧放電灯の効率を
向上させるとともに、ラジオノイズを改善した放
電灯点灯装置を提案するものである。

第３図はこの発明の第１の実施例を示す回路図
で、図において１２は商用交流電源、１３は電源
１２を全波整流する整流装置、１４は平滑コンデ
ンサ、１５は低圧放電灯である螢光ランプ１６を
付勢する高周波インバータで、この実施例では自
励式定電流形のプツシユプル形トランジスタイン
バータが用いられている。

このインバータ１５は次のように構成されてい
る。１７はインバータ１５の入力端に設けられた
高周波チヨークコイル、１８は出力トランス、１
８ａ，１８ｂはその一次巻線で、巻線１８ａ，１
８ｂの接続点に高周波チヨークコイル１７が接続
されている。１８ｃは帰還巻線、１８ｓは二次巻
線、１８ｆ，１８ｆはランプ１６の予熱形電極１
６ｆ，１６ｆを予熱する予熱巻線、１８ｄは後述
する制御装置１９の電源巻線である。２０は一次
巻線１８ａ，１８ｂに並列に接続された共振用コ
ンデンサ、２１ａ及び２１ｂは一次巻線１８及び
１８ｂとコンデンサ１４の負端子間に接続された
一対の能動素子であるトランジスタ２２ａ，２２
ｂは一対のペース抵抗、２３はランプ１６の電流
の源流インピーダンスであるチヨークコイルであ
る。

Ａはインバータ１５の出力端にランプ１６と並
列に設けたスイツチ装置で、交流端がランプ１６
と並列に接続された全波整流回路２４と、この整
流回路２４の直流端に配置されたトランジスタ２
５とにより構成されている。

第４図はトランジスタ２４の制御装置１９の一
実施例を示す回路図で、図において、１８ｄはト
ランス１８に設けた電源巻線、２６は巻線１８ｄ
に誘起した低電圧の高周波を全波整流するダイオ
ードブリツジ、２７は逆流防止ダイオード２８を
介してダイオードブリツジ２６の出力端に接続さ
れた平滑化コンデンサ、２９は抵抗３０を介して
コンデンサ２７と並列に接続されたトランジスタ
で、トランジスタ２５のベース、エミツタ間に配
置されている。なお、３１は抵抗３２を介してト
ランジスタ２９のベースに接続された低電圧ダイ
オードである。

このように構成された点灯装置において、電源
１２が印加されると、整流装置１３とコンデンサ
１４とにより形成された平滑化直流がインバータ
１５に入力され、一次巻線１８ａ，１８ｂ、共振
用コンデンサ２０、帰還巻線１８ｃ等の働きによ
りトランジスタ２１ａ，２１ｂは交互に開閉し、
インバータ１５は自励発振を開始する。この場
合、高周波チヨークコイル１７の作用により、ト
ランジスタ２１ａ，２１ｂのコレクタ電流はほゞ
矩形波状になり、一次巻線１８ａ，１８ｂの電圧
はほゞ正弦波状になる。従つて電源巻線１８ｄに
は第５図の図イに示したようなほゞ正弦波状の例
えば20kHzの高周波電圧が発生する。この電圧は
ダイオードプリツジ２６で全波整流され、図ロに
示したような電圧が定電圧ダイオード３１に印加
されるとともにコンデンサ２７は充電され、抵抗
３０とトランジスタ２９との直列回路には平滑化
直流が印加される。いま定電圧ダイオード３１を
図ロのハツチング部分で遮断し空白部分で導通す
るものとすると、トランジスタ２９のコレクタ・
エミツタ間電圧は第５図の図ハのようになり、ト
ランジスタ２５は図ニに示したようにほゞ正弦波
状（一般的には多少の高調波成分が重畳されてい
る）の二次巻線１８ｓの出力電圧の立下り部T₀₁
及び立ち上り部T₀₂で導通して休止期間T₀を形成
し、最大瞬時値近傍の期間T₁では遮断してハツ
チング部のような電圧がランプ１６に印加され
る。

一方電極１６ｆは予熱巻線１８ｆに誘起した正
弦波状の電圧で予熱されており、電極１６ｆが適
宜の温度にまで加熱されるとランプ１６は点灯す
る。この場合、ランプ１６に印加される電圧はチ
ヨークコイル２３の電圧降下分だけ図ニのハツチ
ング部分の電圧が低下するが、期間T₁，T₀₁，
T₀₂，T₀はほとんど変化しない。これは一般に高
周波点灯時は商用周波の場合に比しランプ１６の
始動電圧が高く、点灯時のランプ１６の電圧が低
いため、インバータは点灯時のランプ１６のイン
ピーダンスと比較して大きな出力インピーダンス
を有するようにチヨークコイル２３が設定されて
おりトランジスタ２５の導通時と遮断時とでイン
バータ１５の出力電流はほとんど連続的な正弦波
状となるためである。その出力電流はほゞ図ニの
波形と同形でその空白部分はスイツチング装置Ａ
を流れる短絡電流であり、ハツチング部分はラン
プ１６に流れるランプ電流である。従来の第２図
の図ロに示した回路や、前述の特開昭57−196497
号公報や特願昭56−110369号公報に示された回路
では第２図の図イに示したような出力電圧を限流
インピーダンスを介してランプ９等に印加するだ
けであるので、限流インピーダンスが抵抗の場合
（複雑な制御回路を付加しない限り電力損失が大
きくて実用化できない。）以外には図イのような
ランプ電流は得られず、誘導性インピーダンスの
場合は立上りのなだらかな三角波状のランプ電流
となり、また容量性インピーダンスの場合は立下
りのなだらかな三角波状のランプ電流となつてど
ちらの場合も充分なランプ効率は得られず、特に
前者においては効率が低い。これは休止期間T₀
を設けることによるランプ効率の向上は、期間
T₀中に冷却されたランプ中の電子に立上りの急
峻な電流を流すことにより高温の電子密度が直流
点灯時や商用周波点灯時よりも高くなるという降
下に負う所が大きいからである。

上記のような従来装置と異なり、この実施例の
ようにスイツチ装置Ａがランプ１６の並列に設け
られているものにおいては、例え前記のようにイ
ンバータ１５の出力側の定電流特性が余り完全で
ないものでも短絡電流による限流インピーダンス
２３の逆起電力により、限流インピーダンス２３
は抵抗、インダクタンス、キヤパシタンス何れの
場合においてもランプ１６の電圧、電流とも第５
図の図ニのハツチング部のような立上りの急峻な
奇麗な波形のものが得られ、ランプ１６の効率が
非常に向上する。

また、第２図の図ロに示したブリツジ式のイン
バータの出力電圧は第２図の図イに示したように
矩形波状であるのに比し、インバータ１５の出力
電圧は第５図の図ニのV_Sのような正弦波状のも
のであり、前者の比し後者は比較的電圧瞬時値の
小さな部分で休止期間T₀を形成しているのでそ
の出力容量は前者より少なくてすむ。

トランジスタ１０と２５とはほゞ同じ電圧で、
ほゞ同じ電流のスイツチングをおこなうので、そ
れらのスイツチング損失はほゞ同等のものとなる
が、トランジスタ５，６，７，８は高い電圧で矩
形波状の電流のスイツチングをおこなうのに対し
て、トランジスタ２１ａ，２１ｂのコレクタ電流
は第６図の図イに示したように矩形波半波状であ
るがそれらのコレクタ・エミツタ間の電圧は図ロ
に示したように正弦波半波状のものであるので原
理的にはスイツチング損失は零である。従つてラ
ンプ１６の効率向上と相俟つて装置全体としての
総合効率は非常に向上する。

また、ブリツジ式のインバータでは出力電圧、
出力電流、トランジスタ５，６，７，８のコレク
タ電流、及びコレクタ・エミツタ間電圧のすべて
が矩形波状のものであるのに対し、インバータ１
５はトランジスタ２１ａ，２１ｂのコレクタ電流
のみが矩形波状で、出力電圧、出力電流、トラン
ジスタ２１ａ，２１ｂのコレクタ・エミツタ間電
圧はすべて正弦波状のものであるので、従来装置
に比してラジオノイズは少なくなる。

上記のようにトランジスタ２１ａ，２１ｂのコ
レクタ電流が矩形波状になるのは次のような理由
によるものである。いまインバータ１５の出力電
流が第６図の図ハに示したように正弦波状のもの
でそのハツチング部はランプ１６に流れる電流、
その空白部はスイツチ装置Ａによる短絡電流であ
るものとする。若し高周波チヨークコイル１７が
ないものとすると、上記短絡電流の期間T₀₁，
T₀₂ではインバータ１５の電極１６ｆの予熱電力
以外の出力電力はほとんど無効電力であるので、
トランジスタ２１ａ，２１ｂの何れか一方のコレ
クタ電流は図ニに示したように期間T₀₁，T₀₂で
は小さく、期間T₁では大きなものとなる。この
ように大巾に変化するコレクタ電流に対して一定
のベース電流を流すことはトランジスタ２１ａ，
２１ｂの導通時の損失を増加させるばかりかイン
バータ１５の動作を不安定にさせる。しかし適宜
なインダクタンスを有する高周波チヨークコイル
１７を設けることにより、コレクタ電流は図ホに
示したように平滑化されて矩形波状になる。従つ
て帰還巻線１８ｃとベース抵抗２２ａ，２２ｂと
のような簡単なベースドライブ回路でインバータ
１５を安定に動作せしめ、その効率も向上させる
ことができる。この平滑化は図ホのように完全な
ものでなくともよい。なおチヨークコイル１７は
コレクタ電流に生ずる高調波成分を除去する効果
もある。このような作用は他励式のインバータで
も起るが自励式のものにおいて特に有効である。

また出力トランス１８としてリーケージトラン
スを用いる場合には電源巻線１８ｄは一次巻線１
８ａ，１８ｂ側に設けるのがよい。

第７図は第２の実施例に示す回路図で、図にお
いて３３は第３図のものと同様な平滑化直流電
源、１５は第３図と同様な自励式定電流形のプツ
シユプル形トランジスタインバートであるが、限
流インピーダンスがコンデンサ２３になつてい
る。Ａはインバータ１５の出力端にランプ１６の
直列に設けたスイツチ装置で、交流端をランプ１
６と直列に接続した全波整流回路２４と、この全
波整流回路２４の直流端に設けたトランジスタ２
５とにより構成されている。１９はスイツチ装置
の制御装置で、その詳細は第８図に示してある
が、その大半の構成は第４図のものと同様で、ト
ランジスタ２９と抵抗３０との直列回路の後段に
抵抗３４とトランジスタ３５との直列接続からな
る信号逆転回路が設けられている。なお第７図で
は電極１６ｆ及びその予熱巻線１８ｆは省略して
ある。

このような構成の点灯回路において電源３３が
投入されると、トランジスタ２９は第４図につい
て説明したと同様の動作により第５図の図ハに示
したような信号を発生する。従つてトランジスタ
３５は図ハと導通、遮断の期間が逆転した信号を
発生しその結果トランジスタ２５は期間T₀では
遮断し、期間T₁では導通して、第３図のものと
同様に、図ニのハツチング部のような電圧がラン
プ１６に印加される。ランプ１６の始動後は限流
インピーダンスがコンデンサ２３であるので、ラ
ンプ１６の電圧、電流とも立上りが急峻なものが
得られ、ランプ１６の効率が向上する。

また、この実施例でも正弦波状の出力電圧の瞬
時値の低い期間T₀₁，T₀₂で休止期間T₀を形成し
ているので、第２図のものより小容量のものでラ
ンプ１６の効率が向上できるという効果が得られ
る。

トランジスタ２１ａ，２１ｂのスイツチング状
態も第３図のものと同様であるのでスイツチング
損失がほゞ零であるという効果もある。

ラジオノイズはインバータ１５の出力電流が第
５図の図ニのハツチング部のようなものであるの
で第３図のものより増加するが第２図のものより
は低い。

なお休止期間T₀中のインバータ１５の負荷は
電極１６ｆの予熱負荷のみとなるので、第６図に
ついて説明した高周波チヨークコイル１７の有効
性はこの実施例についても同様である。

この実施例では休止期間T₀とランプ１６への
電力供給期間T₁とで、第３図のものに比し負荷
変動が大きいのでインバータ１５は他励式のも
のゝ方が安定した動作が得易い。

なお、コンデンサ２３は整流回路２４とランプ
１６との間に設けても同様な効果が得られる。

第９図はこの発明の第３の実施例を示す回路図
で、図において前図と同一符号は同一または相当
部分を示す。この実施例の特徴はスイツチ装置Ａ
が電極１６ｆ，１６ｆを介してランプ１６と並列
にインバータ１５の出力端に接続されていること
である。なお制御装置１９は第４図と同様のもの
で、電源巻線１８ｄを電源としている。

このように構成された点灯装置の動作は第３図
のものとほゞ同じであるが、始動時及び点灯時に
休止期間T₀では電極１６ｆ，１６ｆに電流が流
れる。このようなものは予熱巻線１８ｆを設けな
いで、第３図のものと同様な動作をおこなわせる
ことができるという利点がある。

上記各実施例においてはインバータ１５はすべ
て定電流形のプツシユプル形トランジスタインバ
ータであつたが、第４の実施例である第１０図に
示したような直列形のトランジスタインバータ等
でもよい。このインバータ１５は一対のトランジ
スタ３６ａ，３６ｂと一対の共振用コンデンサ３
７ａ，３７ｂとによりブリツジ回路の４辺を構成
し、その対角線の位置には共振用チヨークコイル
３８と出力トランス１８が直列に配置されてお
り、トランス１８の二次巻線１８ｓには第３図、
第７図、第９図何れかの配置でスイツチ装置Ａ、
制御装置１９及びランプ１６が接続されている。

このような構成のものにおいて、例えばスイツ
チングレギユレータ用ICのようなベースドライ
ブ回路３９でトランジスタ３６ａと３６ｂとを交
互に開閉してやると一次巻線１８ｅにほゞ正弦波
状の振動電流が方向を交互に反転しながら流れ、
二次巻線１８ｓにはほゞ正弦波状の出力電圧が得
られる。従つて前記実施例と同様に小容量のイン
バータ１５でランプ１６の効率を向上させること
ができる。また少くとも出力電圧とコレクタ電流
とは正弦波状であるのでラジオノイズも低下す
る。

出力電圧がほゞ正弦波状で、その半サイクルの
少くとも立上り部でランプ１６への電力供給を停
止し、上記半サイクルの最大瞬時値近傍でランプ
１６に電力供給をおこなうように構成したもので
あればどのようなものでも上記のような効果は得
られる。

また、トランジスタ３６ａ，３６ｂのコレク
タ・エミツタ間電圧は矩形波半波状であるが、コ
レクタ電流が正弦波半波状であるのでこの場合も
スイツチング損失は原理的に零となる。

インバータ１５の能動素子の電圧と電流との少
くとも何れか一方がほゞ正弦波状のものであれば
他のインバータ１５でも上記のような効果は得ら
れる。

上記の各実施例ではインバータ１５の入力は平
滑化直流であつたが、平滑コンデンサ１４を有す
るものは力率が低いので、通常の高周波点灯では
電源１２の交流電圧を全波整流した脈動電圧をイ
ンバータの入力電圧とすることがおこなわれてい
る。その場合のインバータの出力電圧と出力電流
を示したのが第１１図であるが、この電圧はビー
トを有する交流電圧となつている。しかし例えば
インバータの周波数が25kHzとすると商用交流電
源が50Hzの場合にはその半周期の10msの中に250
サイクルの高周波電圧が存在することになり、イ
ンバータの各サイクルで見るとそれぞれのサイク
ルでは、ほぼ正弦波状の出力電圧となる。このよ
うなもののランプ電流は商用交流電源を全波整流
した脈動電圧の瞬時値がほぼ零となる時点から第
１１図の電流に示すように期間t₀の間休止するた
めランプ効率はやゝ低下するが、このようなもの
に第５の実施例としてこの発明を適用すると相当
程度ランプ１６の効率を向上でき、力率を高力率
にできる。

上記のような電流休止期間t₀をなくすために電
源１２の零電圧時でもインバータの出力電圧が得
られるような補助電源を設けることが通常の高周
波点灯でおこなわれている。第１２図のそのよう
な補助電源の一例を示す回路図で、降圧トランス
４０と、その出力電圧を全波整流する全波整流回
路４１と、その直流端に接続したコンデンサ４２
と、ダイオード４３とにより補助電源４４が構成
されている。なおコンデンサ４２の両端子はダイ
オード４３を介してインバータ１５の入力端に接
続されている。

このように構成されたものにおいては、整流装
置１３で全波整流された脈動電圧の瞬時値がコン
デンサ４２の充電電圧より低くなると、インバー
タ１５の入力電圧はコンデンサ４２から供給さ
れ、インバータ１５の出力電圧、出力電流は第１
３図のようになり、電流休止期間t₀がなくなる結
果、ランプ効率は向上する。このようなものにこ
の発明を適用すると前記諸効果が得られるととも
に高力率で総合効率の極めて高い放電灯点灯装置
が得られる。これが第６の実施例である。

上記各実施例においてはスイツチ装置Ａはすべ
て整流回路２４とトランジスタ２５との組み合せ
であつたが、ターンオフサイリスタ等他のスイツ
チング素子を用いても同様の効果が得られる。

また制御装置１９はスイツチ装置Ａに使用する
スイツチング素子によつても変つてくるが、一般
的にはコンパレータICとスイツチング素子の駆
動回路を組合せたもの、クロツクパルスを用いた
もの、スイツチングレギユレータ用ICを用いた
もの等種々のものが考えられる。

例えば制御装置１９にクロツクパルスを用いた
ものを使用すると第７の実施例である第１４図に
示したように、高周波の出力電圧の半サイクル中
ランプ１６に期間T₁₁，T₁₂の２回或いはそれ以
上の電力供給をおこなうことができるが、このよ
うなものでもランプ１６の効率は向上する。

前記の記述ではインバータ１５の周波数には特
に触れなかつたが、休止期間T₀を設けることに
よつて得られるランプ効率の向上は1kHzあたり
から認められ、80kHzにおいてもなお相当の効率
向上が得られた。しかし不快な可聴騒音を防止す
る観点から約17kHz以上が好ましく、またトラン
ジスタ２５にバイポーラ型トランジスタを使用す
る場合にはそのスイツチング損失を少なくするた
めに100kHz以下が好ましい。

上記実施例ではすべてランプ１６は１灯であつ
たが、例えば直列に接続された、２灯以上のラン
プ１６でも同様の効果が得られる。

また上記実施例においては低圧放電灯はすべて
螢光ランプ１６であつたが、休止期間T₀を設け
ることによる効率向上はネオンランプ１６やクリ
プトンランプ１６のような他の希ガス放電灯でも
認められたので、この発明はそれらの低圧放電灯
１６にも適用できる。

この発明は以上説明したとおり、出力電圧が
ほゞ正弦波状である高周波インバータの出力端に
スイツチ装置を設け、このスイツチ装置を制御し
て上記出力電圧の半サイクルの立上り部では低圧
放電灯への出力を停止し、最大瞬時値近傍では出
力を上記低圧放電灯に供給するようにすることに
より、従来装置に比し比較的小容量でラジオノイ
ズの少ない高周波インバータにより上記低圧放電
灯の効率を向上できるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の説明図、第２図は他の従来
装置の説明図、及び回路図、第３図はこの発明の
第１の実施例を示す回路図、第４図はその要部回
路図、第５図、第６図はその説明図、第７図は第
２の実施例を示す回路図、第８図はその要部回路
図、第９図は第３の実施例を示す回路図、第１０
図は第４の実施例の要部回路図、第１１図は第５
の実施例の説明図、第１２図は第６の実施例の要
部回路図、第１３図はその説明図、第１４図は第
７の実施例の説明図である。 図において、１２は交流電源、１５は高周波イ
ンバータ、１６は低圧放電灯、１７は高周波チヨ
ークコイル、１９は制御装置、２１ａ，２１ｂ，
３６ａ，３６ｂは能動素子、Ａはスイツチ装置で
ある。なお各図中同一符号は同一または相当部分
を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 低圧放電灯に出力電圧を供給する高周波イン
   バータ、この高周波インバータの出力端に設けら
   れ、高周波インバータから低圧放電灯への出力電
   圧の供給・停止を行うスイツチ装置、及び上記低
   圧放電灯の点灯時に、上記出力電圧の半サイクル
   の立上がり部および立下がり部では上記低圧放電
   灯への出力を停止し、上記半サイクルの最大時時
   値近傍では出力を上記低圧放電灯に供給するよう
   に上記スイツチ装置を制御する制御装置を備え、
   かつ上記高周波インバータをほぼ正弦波状の波形
   の電圧を出力する構成としたことを特徴とする放
   電灯点灯装置。 ２ スイツチ装置を低圧放電灯と直列に設けたこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の放電
   灯点灯装置。 ３ 高周波インバータが他励式であることを特徴
   とする特許請求の範囲第２項記載の放電灯点灯装
   置。 ４ スイツチ装置を低圧放電灯と並列に設けたこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の放電
   灯点灯装置。 ５ 高周波インバータがその入力端に高周波チヨ
   ークコイルを有するものであることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項乃至第４項の何れかに記載
   の放電灯点灯装置。 ６ 高周波インバータが自励式であることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項、第２項、第４項の
   何れかに記載の放電灯点灯装置。 ７ 出力電圧の半サイクル中、低圧放電灯に複数
   の電力供給をおこなうように制御装置を構成した
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項乃至第６
   項の何れかに記載の放電灯点灯装置。 ８ 高周波インバータの入力電圧が交流電圧を全
   波整流した脈動電圧であることを特徴とする特許
   請求の範囲第１項乃至第７項の何れかに記載の放
   電灯点灯装置。 ９ 交流電圧の零電圧時でも出力電圧が得られる
   補助電源を設けたことを特徴とする特許請求の範
   囲第８項記載の放電灯点灯装置。