JPH0342002B2 - - Google Patents
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- JPH0342002B2 JPH0342002B2 JP59102861A JP10286184A JPH0342002B2 JP H0342002 B2 JPH0342002 B2 JP H0342002B2 JP 59102861 A JP59102861 A JP 59102861A JP 10286184 A JP10286184 A JP 10286184A JP H0342002 B2 JPH0342002 B2 JP H0342002B2
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- JP
- Japan
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- differential amplifier
- outputs
- output
- circuit
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- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 16
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/68—Combinations of amplifiers, e.g. multi-channel amplifiers for stereophonics
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は中間周波増幅器に関し、特に受信機の
受信電界検出を有する中間周波増幅器に関する。
受信電界検出を有する中間周波増幅器に関する。
（従来の技術）
従来、電界検出機能を有する中間周波増幅器の
構成は、第１図に示すように、多段の増幅器（ト
ランジスタＱ１〜Ｑ１０から成る第１段、トラン
ジスタＱ１１〜Ｑ１９から成る第２段、トランジ
スタＱ２０〜Ｑ２７から成る第３段）の各段の出
力をコンデンサＣ８，Ｃ９，Ｃ１０を介して整流
し、夫々の段の整流電圧を加算して電界レベル情
報を出していた。しかし、電圧加算して検出電界
レベルのダイナミツクレンジを拡大するために
は、高い電源電圧が必要であり、また信号の整流
はダイオードＱ２８，Ｑ２９，Ｑ３０；Ｑ３２，
Ｑ３３，Ｑ３４；Ｑ３５，Ｑ３６，Ｑ３７を使つ
て行つているので、特に温度特性が悪くなり、温
度特性を補償するためには回路が複雑になるとい
う欠点がある。また、整流器には各々にコンデン
サＣ８，Ｃ９，Ｃ１０が必要であり、従つて中間
周波数を下げると大きな整流コンデンサが必要と
なる。従つて、IC化されているのは中間周波数
が10.7MHz以上であるのが一般的である。この場
合、中間周波数を下げると、大きなコンデンサ容
量が必要となり、IC化する場合にはコンデンサ
を形成するためにチツプサイズが大きくなる。ま
た、コンデンサを外付けにしてチツプサイズを小
さくするためには各段毎に外付けコンデンサが必
要となり、この外付けコンデンサ用の端子が増え
てIC化には不利であつた。また、差動増幅器を
構成する場合に、例えば中間周波数を10.7MHzに
する場合は中間周波数を455KHzにする場合に対
して通常10倍から数10倍電流を流さないと差動増
幅器の増幅度が取れないために、低消費電流化は
困難であつた。また加算型の回路構成上、多段化
しないと電界検出電圧の線形性が悪くなり、第２
図に示す様に、電界検出電圧に大きな凹凸が出て
しまうことがしばしばあつた。
構成は、第１図に示すように、多段の増幅器（ト
ランジスタＱ１〜Ｑ１０から成る第１段、トラン
ジスタＱ１１〜Ｑ１９から成る第２段、トランジ
スタＱ２０〜Ｑ２７から成る第３段）の各段の出
力をコンデンサＣ８，Ｃ９，Ｃ１０を介して整流
し、夫々の段の整流電圧を加算して電界レベル情
報を出していた。しかし、電圧加算して検出電界
レベルのダイナミツクレンジを拡大するために
は、高い電源電圧が必要であり、また信号の整流
はダイオードＱ２８，Ｑ２９，Ｑ３０；Ｑ３２，
Ｑ３３，Ｑ３４；Ｑ３５，Ｑ３６，Ｑ３７を使つ
て行つているので、特に温度特性が悪くなり、温
度特性を補償するためには回路が複雑になるとい
う欠点がある。また、整流器には各々にコンデン
サＣ８，Ｃ９，Ｃ１０が必要であり、従つて中間
周波数を下げると大きな整流コンデンサが必要と
なる。従つて、IC化されているのは中間周波数
が10.7MHz以上であるのが一般的である。この場
合、中間周波数を下げると、大きなコンデンサ容
量が必要となり、IC化する場合にはコンデンサ
を形成するためにチツプサイズが大きくなる。ま
た、コンデンサを外付けにしてチツプサイズを小
さくするためには各段毎に外付けコンデンサが必
要となり、この外付けコンデンサ用の端子が増え
てIC化には不利であつた。また、差動増幅器を
構成する場合に、例えば中間周波数を10.7MHzに
する場合は中間周波数を455KHzにする場合に対
して通常10倍から数10倍電流を流さないと差動増
幅器の増幅度が取れないために、低消費電流化は
困難であつた。また加算型の回路構成上、多段化
しないと電界検出電圧の線形性が悪くなり、第２
図に示す様に、電界検出電圧に大きな凹凸が出て
しまうことがしばしばあつた。
以上の様に、電界検出電圧の線形性を良くする
ために多段化する必要があり、低消費電流化は一
層難しくなるという欠点があつた。
ために多段化する必要があり、低消費電流化は一
層難しくなるという欠点があつた。
（発明の目的）
本発明の目的は、上記欠点を除去し、温度特性
と直線性に優れた電界検出電圧レベルを出力する
機能を備えた中間周波増幅器を提供することにあ
る。
と直線性に優れた電界検出電圧レベルを出力する
機能を備えた中間周波増幅器を提供することにあ
る。
（発明の構成）
本発明の中間周波増幅器は、縦続接続されたｎ
段（ｎ＞１）の第１の差動増幅器と、前記第１の
差動増幅器の各段の出力にそれぞれ接続されたｎ
個の整流回路と、前記整流回路の出力を加算し入
力信号レベルを検出するための直流電圧レベルを
出力させる電流加算回路とを有する中間周波増幅
回路において、 前記整流回路の各々は、前記第１の差動増幅器
の正逆の出力の各々をそれぞれ正逆の入力とし
各々の正出力が共通接続されて共通正出力とする
第３および第４の差動増幅器と、 前記第１の差動増幅器の正入力を入力し前記第
３の差動増幅器の共通端子を一方の出力端子に接
続し、前記第１の差動増幅器の逆入力を入力し前
記第４の差動増幅器の共通端子を他の一方の出力
端子にした接続した第２の差動増幅器と、 前記第３および前記第４の差動増幅器の前記共
通正出力を前記電流加算回路に出力する出力回路
とを有する平衡変調器形の両波整流回路であるこ
とを特徴とする。
段（ｎ＞１）の第１の差動増幅器と、前記第１の
差動増幅器の各段の出力にそれぞれ接続されたｎ
個の整流回路と、前記整流回路の出力を加算し入
力信号レベルを検出するための直流電圧レベルを
出力させる電流加算回路とを有する中間周波増幅
回路において、 前記整流回路の各々は、前記第１の差動増幅器
の正逆の出力の各々をそれぞれ正逆の入力とし
各々の正出力が共通接続されて共通正出力とする
第３および第４の差動増幅器と、 前記第１の差動増幅器の正入力を入力し前記第
３の差動増幅器の共通端子を一方の出力端子に接
続し、前記第１の差動増幅器の逆入力を入力し前
記第４の差動増幅器の共通端子を他の一方の出力
端子にした接続した第２の差動増幅器と、 前記第３および前記第４の差動増幅器の前記共
通正出力を前記電流加算回路に出力する出力回路
とを有する平衡変調器形の両波整流回路であるこ
とを特徴とする。
（実施例）
次に、本発明の実施例について図面を用いて説
明する。
明する。
第３図は本発明の一実施例の回路図である。
この実施例はｎ＝４、即ち両波整流回路を４段
接続した例である。４段とも同じ構成なので、ま
ず第１段の両波整流器の構成について説明する。
この両波整流回路は、周知の差動増幅回路を用い
た平衡変調回路形のものである。
接続した例である。４段とも同じ構成なので、ま
ず第１段の両波整流器の構成について説明する。
この両波整流回路は、周知の差動増幅回路を用い
た平衡変調回路形のものである。
第１の両波整流器は、エミツタが共通接続され
コレクタが出力となる第１の一対のトランジスタ
Ｑ３，Ｑ４から成る第１の差動増幅器と、エミツ
タが共通接続されかつ前記第１の一対のトランジ
スタＱ３，Ｑ４のベースにそれぞれベースが接続
された第２の一対のトランジスタＱ１０，Ｑ１１
から成る第２の差動増幅器と、前記第２の一対の
トランジスタの一方のトランジスタＱ１０のコレ
クタにエミツタが共通に接続されベースが前記第
１の一対のトランジスタのコレクタにそれぞれ接
続される第３の一対のトランジスタＱ６，Ｑ７か
ら成る第３の差動増幅器と、前記第２の一対のト
ランジスタの他方のトランジスタＱ１１のコレク
タにエミツタが共通接続され前記第３の差動増幅
器とは出力が互いに逆になるようにベースが前記
第１の一対のトランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタ
にそれぞれ接続される第４の一対のトランジスタ
Ｑ８，Ｑ９から成る第４の差動増幅器と、抵抗Ｒ
６〜Ｒ８とで構成されている。
コレクタが出力となる第１の一対のトランジスタ
Ｑ３，Ｑ４から成る第１の差動増幅器と、エミツ
タが共通接続されかつ前記第１の一対のトランジ
スタＱ３，Ｑ４のベースにそれぞれベースが接続
された第２の一対のトランジスタＱ１０，Ｑ１１
から成る第２の差動増幅器と、前記第２の一対の
トランジスタの一方のトランジスタＱ１０のコレ
クタにエミツタが共通に接続されベースが前記第
１の一対のトランジスタのコレクタにそれぞれ接
続される第３の一対のトランジスタＱ６，Ｑ７か
ら成る第３の差動増幅器と、前記第２の一対のト
ランジスタの他方のトランジスタＱ１１のコレク
タにエミツタが共通接続され前記第３の差動増幅
器とは出力が互いに逆になるようにベースが前記
第１の一対のトランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタ
にそれぞれ接続される第４の一対のトランジスタ
Ｑ８，Ｑ９から成る第４の差動増幅器と、抵抗Ｒ
６〜Ｒ８とで構成されている。
第１の両波整流器は入力信号V1を両波整流し、
出力電流ISM1を第１の両波整流器の負荷となるト
ランジスタＱ１４，Ｑ１５で構成されるカレント
ミラー回路を通じてトランジスタＱ６５，Ｑ６
６，Ｑ６７で構成される電流加算回路に両波整流
波形として出力している。また、入力信号V1は
第１の差動増幅器により増幅された後に、出力信
号V2として出力され、レベルシフトのトランジ
スタＱ１６，Ｑ１７を介して第２の両波整流器の
入力信号となる。
出力電流ISM1を第１の両波整流器の負荷となるト
ランジスタＱ１４，Ｑ１５で構成されるカレント
ミラー回路を通じてトランジスタＱ６５，Ｑ６
６，Ｑ６７で構成される電流加算回路に両波整流
波形として出力している。また、入力信号V1は
第１の差動増幅器により増幅された後に、出力信
号V2として出力され、レベルシフトのトランジ
スタＱ１６，Ｑ１７を介して第２の両波整流器の
入力信号となる。
第２の両波整流器は、トランジスタＱ１８〜Ｑ
２８と抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３により、第１の両波整
流器と同じ形に構成されている。
２８と抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３により、第１の両波整
流器と同じ形に構成されている。
第２の両波整流器は第１の両波整流器の第１の
差動増幅器の出力信号V2を両波整流し、出力電
流ISM2を第２の両波整流器の負荷となるトランジ
スタＱ２９，Ｑ３０で構成されるカレントミラー
回路を通じてトランジスタＱ６８，Ｑ６９，Ｑ７
０で構成される電流加算回路に両波整流波形とし
て出力している。
差動増幅器の出力信号V2を両波整流し、出力電
流ISM2を第２の両波整流器の負荷となるトランジ
スタＱ２９，Ｑ３０で構成されるカレントミラー
回路を通じてトランジスタＱ６８，Ｑ６９，Ｑ７
０で構成される電流加算回路に両波整流波形とし
て出力している。
同様にして、第３の両波整流器は、トランジス
タＱ３５〜Ｑ４５と抵抗Ｒ１７〜Ｒ１９で構成さ
れ、トランジスタＱ７１，Ｑ７２，Ｑ７３で構成
される電流加算回路に出力電流ISM3を両波整流波
形として出力し、第４の両波整流器は、トランジ
スタＱ５０〜Ｑ６０と抵抗Ｒ２２〜Ｒ２４で構成
され、トランジスタＱ７４，Ｑ７５，Ｑ７６で構
成される電流加算回路に出力電流ISM4を両波整流
波形として出力している。
タＱ３５〜Ｑ４５と抵抗Ｒ１７〜Ｒ１９で構成さ
れ、トランジスタＱ７１，Ｑ７２，Ｑ７３で構成
される電流加算回路に出力電流ISM3を両波整流波
形として出力し、第４の両波整流器は、トランジ
スタＱ５０〜Ｑ６０と抵抗Ｒ２２〜Ｒ２４で構成
され、トランジスタＱ７４，Ｑ７５，Ｑ７６で構
成される電流加算回路に出力電流ISM4を両波整流
波形として出力している。
ここで、各段の両波整流器の両波整流波形
ISM1，ISM2，ISM3，ISM4はそれぞれ位相が同一であ
るから、トランジスタＱ６５〜Ｑ７６で構成され
る電流加算回路により線形加算された後にISM（＝
ISM1＋ISM2＋ISM3＋ISM4）となる。
ISM1，ISM2，ISM3，ISM4はそれぞれ位相が同一であ
るから、トランジスタＱ６５〜Ｑ７６で構成され
る電流加算回路により線形加算された後にISM（＝
ISM1＋ISM2＋ISM3＋ISM4）となる。
一方、上記の中間周波増幅器への入力信号V1
は第１の両波整流器のトランジスタ対Ｑ３，Ｑ４
から成る第１の差動増幅器により増幅されてV2
となり、次に第２の両波整流器のトランジスタ対
Ｑ１８，Ｑ１９から成る第１の差動増幅器により
増幅されてV3となり、次に第３の両波整流器の
トランジスタ対Ｑ３５，Ｑ３６から成る第１の差
動増幅器により増幅されてV4となり、次に第４
の両波整流器のトランジスタ対Ｑ５０，Ｑ５１か
ら成る第１の差動増幅器により増幅されてV5と
なり、中間周波増幅器の出力信号となつている。
は第１の両波整流器のトランジスタ対Ｑ３，Ｑ４
から成る第１の差動増幅器により増幅されてV2
となり、次に第２の両波整流器のトランジスタ対
Ｑ１８，Ｑ１９から成る第１の差動増幅器により
増幅されてV3となり、次に第３の両波整流器の
トランジスタ対Ｑ３５，Ｑ３６から成る第１の差
動増幅器により増幅されてV4となり、次に第４
の両波整流器のトランジスタ対Ｑ５０，Ｑ５１か
ら成る第１の差動増幅器により増幅されてV5と
なり、中間周波増幅器の出力信号となつている。
第４図は第３図に示す実施例の入力電圧V1を
変化させたときの各段の両波整流器出力電流波形
と電界検出レベル出力電流波形を示す波形図であ
る。
変化させたときの各段の両波整流器出力電流波形
と電界検出レベル出力電流波形を示す波形図であ
る。
第４図においてSMは電界検出レベル平均出力
電流値を示し、SM1〜SM4はそれぞれ第１〜第４
の両波整流器の平均出力電流値を示し、I0は電源
電流値を示す。
電流値を示し、SM1〜SM4はそれぞれ第１〜第４
の両波整流器の平均出力電流値を示し、I0は電源
電流値を示す。
第５図は第３図に示す実施例の入出力特性曲線
図である。
図である。
第５図は、入力電圧V1のレベルを変化させた
ときの各段の両波整流器平均出力電流値SM1〜
ISM4、及び電界検出レベル平均出力電流値SMを示
したものであり、中間周波増幅器の増幅度を
80dBとして示してある。
ときの各段の両波整流器平均出力電流値SM1〜
ISM4、及び電界検出レベル平均出力電流値SMを示
したものであり、中間周波増幅器の増幅度を
80dBとして示してある。
以述の説明により明らかなように、両波整流器
を多段に接続することにより、中間周波増幅と、
入力信号レベルの検出が可能となる。しかも多段
に接続することにより入力信号レベルがほぼ擬似
対数特性で得られる。
を多段に接続することにより、中間周波増幅と、
入力信号レベルの検出が可能となる。しかも多段
に接続することにより入力信号レベルがほぼ擬似
対数特性で得られる。
また、前述のように、この両波整流回路は差動
増幅回路を用いた平衡変調回路形のものである。
周知のように、差動増幅回路は定電流駆動される
ので直線性に優れているとともに、定電流源は容
易にほぼ零の温度係数とすることが可能であるの
で、優れた温度特性を得られるという特長があ
る。
増幅回路を用いた平衡変調回路形のものである。
周知のように、差動増幅回路は定電流駆動される
ので直線性に優れているとともに、定電流源は容
易にほぼ零の温度係数とすることが可能であるの
で、優れた温度特性を得られるという特長があ
る。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、少ない
回路規模で電界検出電圧の温度特性優れ、直線性
の良い電界検出機能を低消費電流で動作し、しか
も整流用コンデンサ１個で実現出来る中間周波増
幅器が得られる。
回路規模で電界検出電圧の温度特性優れ、直線性
の良い電界検出機能を低消費電流で動作し、しか
も整流用コンデンサ１個で実現出来る中間周波増
幅器が得られる。
第１図は従来の中間周波増幅器の一例の回路
図、第２図は第１図に示す中間周波増幅器の入出
力特性曲線図、第３図は本発明の一実施例の回路
図、第４図は第３図に示す実施例の入力電圧V1
を変化させたときの各段の両波整流器出力電流波
形と電界検出レベル出力電流波形を示す波形図、
第５図は第３図に示す実施例の入出力特性曲線図
である。 Ｃ１〜Ｃ１１……コンデンサ、Ｄ１……ダイオ
ード、ISM……電界検出レベル出力電流、ISM1〜
ISM4……第１段乃至第４段の両波整流器出力電
流、Ｑ１〜Ｑ７６……トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ４
３……抵抗、Ｓ−METER OUT……電界検出レ
ベル出力、VCC……電源電圧。
図、第２図は第１図に示す中間周波増幅器の入出
力特性曲線図、第３図は本発明の一実施例の回路
図、第４図は第３図に示す実施例の入力電圧V1
を変化させたときの各段の両波整流器出力電流波
形と電界検出レベル出力電流波形を示す波形図、
第５図は第３図に示す実施例の入出力特性曲線図
である。 Ｃ１〜Ｃ１１……コンデンサ、Ｄ１……ダイオ
ード、ISM……電界検出レベル出力電流、ISM1〜
ISM4……第１段乃至第４段の両波整流器出力電
流、Ｑ１〜Ｑ７６……トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ４
３……抵抗、Ｓ−METER OUT……電界検出レ
ベル出力、VCC……電源電圧。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 縦続接続されたｎ段（ｎ＞１）の第１の差動
増幅器と、前記第１の差動増幅器の各段の出力に
それぞれ接続されたｎ個の整流回路と、前記整流
回路の出力を加算し入力信号レベルを検出するた
めの直流電圧レベルを出力させる電流加算回路と
を有する中間周波増幅回路において、 前記整流回路の各々は、前記第１の差動増幅器
の正逆の出力の各々をそれぞれ正逆の入力とし
各々の正出力が共通接続されて共通正出力とする
第３および第４の差動増幅器と、 前記第１の差動増幅器の正入力を入力し前記第
３の差動増幅器の共通端子を一方の出力端子に接
続し、前記第１の差動増幅器の逆入力を入力し前
記第４の差動増幅器の共通端子を他の一方の出力
端子に接続した第２の差動増幅器と、 前記第３および前記第４の差動増幅器の前記共
通正出力を前記電流加算回路に出力する出力回路
とを有する平衡変調器形の両波整流回路であるこ
とを特徴とする中間周波増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59102861A JPS60246108A (ja) | 1984-05-22 | 1984-05-22 | 中間周波増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59102861A JPS60246108A (ja) | 1984-05-22 | 1984-05-22 | 中間周波増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60246108A JPS60246108A (ja) | 1985-12-05 |
| JPH0342002B2 true JPH0342002B2 (ja) | 1991-06-25 |
Family
ID=14338696
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59102861A Granted JPS60246108A (ja) | 1984-05-22 | 1984-05-22 | 中間周波増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60246108A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62176314A (ja) * | 1986-01-30 | 1987-08-03 | Nec Corp | 差動増幅回路 |
| TW412738B (en) * | 1998-03-09 | 2000-11-21 | Koninkl Philips Electronics Nv | Optical read/write apparatus |
| JP2002314355A (ja) * | 2001-04-16 | 2002-10-25 | Niigata Seimitsu Kk | 多段増幅回路 |
-
1984
- 1984-05-22 JP JP59102861A patent/JPS60246108A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60246108A (ja) | 1985-12-05 |
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