JPH0341023B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は交流電動機を駆動する電圧形インバー
タの制御装置に関する。

〔従来技術〕

誘導電動機を電圧形インバータにより制御する
場合、インバータの出力周波数制御あるいはイン
バータの出力電圧に対する出力電流の向きの制御
により電動運転と回生運転が行える。電動運転と
回生運転においてはインバータの直流回路の電流
方向が反転する。インバータに直流電力を供給す
るための電源側変換器としては可逆のものを必要
とする。一般には逆並列接続された２組のサイリ
スタ変換器を順変換器および逆変換器として用い
ている。ところが電動運転と回生運転の切換えの
際に無電流期間が存在し、この無電流期間は順お
よび逆変換器の動作が停止する。このため、回生
運転から電動運転への切換時においては順変換器
からの直流電流の供給が遅れ、その間、インバー
タ直流電流はコンデンサの放電により償われるた
めに直流電圧が低下する。逆に、電動運転から回
生運転への切換時は、インバータからの回生電力
を交流電源に返還できないため直流電圧が上昇す
るという問題を有する。このような直流電圧の上
昇と低下は、上述のような電動と回生の切換り時
に限らず、一般的にインバータの直流電流の変化
に対して電源側変換器の直流電流の変化に遅れが
ある場合に発生する。

ところで、従来より回生運転時に直流電圧が過
大になると回生運転を中断して過電圧を防止する
方法が知られている。しかしながら、この方法で
は回生運転中に発生する過電圧に対しては防止で
きるが、電動から回生への切換途中などにおい
て、インバータ直流電流の急激な変化（減少）に
対する電源側変換器の電流変化遅れのために発生
する過電圧は防止できない。なぜなら、この場合
では回生を中断（インバータ電流を零）しても、
一層インバータ電流の変化（減少）が大きくなる
からである。またこの場合、過電圧時にはインバ
ータ電流を完全に零に絞るためトルクの変動が大
きく、負荷に悪影響を及ぼす。さらに電動機に駆
動する複数台のインバータに対して１台の電源側
変換器を共用する場合、過電圧時に前インバータ
の電流を同時に絞るため過電圧の原因でない電動
機のトルク（電流）も無用に変化させてしまうと
いう欠点を有する。

このような問題はインバータで同期電動機を駆
動する場合や可逆チヨツパで直流電動機を駆動す
る場合にも同様に発生する。

〔発明の目的〕

本発明の目的はトルク変動を低減し直流電圧が
過電圧あるいは不足電圧になるのを確実に防止で
きる電力変換器の制御装置を提供することにあ
る。

本発明の特徴とするところは直流電圧が設定値
より規定値以上変化した際には電力変換器の出力
電流を直流電圧が設定値より規定値以上変化した
際には、インバータの電流をそれ以前の値に制御
するようにしたことにある。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

第１図はPWMインバータで誘導電動機を駆動
するものに本発明を適用した実施例である。

第１図において、１Ｒ，１Ｌはサイリスタをグ
レーツ結線した２組のサイリスタ変換器で逆並列
接続されている。１Ｒは電動運転用順変換器で、
１Ｌは回生運転用逆変換器である。２は平滑リア
クトル、４３は直流回路の母線間に接続された平
滑コンデンサ、４はゲートターンオフサイリスタ
などの自己消弧素子とダイオードなどで構成され
るPWMインバータ、５はインバータ４で駆動さ
れる誘導電動機、６は速度検出器、７は速度指令
回路、８は速度指令信号Ｓ、と速度検出信号S_fを
図示極性で比較し速度偏差を出力する加算器、９
は加算器８の速度偏差出力を通過またはしや断す
るスイツチ回路、１０は抵抗ｒとコンデンサＣを
有し比例積分補償動作を行う速度偏差増巾器で速
度偏差に応じたトルク指令信号τ_Pを出力する。１
１は速度検出信号S_fとトルク指令信号τ_Pを加算し
インバータ４の出力周波数の指令信号f₁を出力す
る加算器、１２は周波数指令信号f₁に比例した周
波数で一定振巾の正弦波信号を出力する発振器、
１３は発振器１２の正弦波信号をトルク指令信号
τ_Pで振幅変調したインバータ４の電流指令信号i_P
を出力する電流指令回路、１４はインバータ４の
出力電流i_fを検出するための電流検出器、１５は
電流i_fが電流指令信号に比例するよう制御するた
めの電流制御回路、１６はインバータ４の自己消
弧素子にゲート信号を与えるゲート回路、１７は
順および逆変換器１Ｒ，１Ｌとインバータ４を接
続する直流回路直流電圧の大きさを指令する電圧
指令回路、１８は直流電圧V₀を検出するための
電圧検出器、１９は直流電圧の指令値V_sと検出
値V_Oを比較する電圧偏差増巾器、２０は順およ
び逆変換器１Ｒ，１Ｌの交流電流を検出するため
の電流検出器、２１は交流電流が電圧偏差増巾器
１９の出力信号に比例するよう制御するための電
流偏差増巾器、２２は電流偏差増巾器２１の出力
信号に応じて順変換器１Ｒまたは逆変換器１Ｌの
点弧位相を制御するための自動パルス移相器、２
３は直流回路を流れる電流の向きに応じて自動パ
ルス移相器２２が順変換器１Ｒあるいは逆変換器
１Ｌに点弧パルスを与えるのを切換えるための切
換回路、２４は直流電圧の許容変動幅の設定信号
ΔVを出力する変動幅設定回路、２５は電圧指令
信号V_Sと許容変動幅設定値ΔVを加算する加算
器、２６は電圧指令値V_Sと設定値ΔVを減算する
減算器、２７は電圧検出信号V_Oが加算器２５の
出力信号（V_S＋ΔV）以上になると高レベルの信
号を出力する比較器、２８は電圧権出信号V_Oが
減算器２６の出力信号（V_S−ΔV）以下になると
高レベルの信号を出力する比較器、２９は比較器
２７，２８の出力信号の論理和を出力するオア回
路であり、スイツチ回路９はオア回路２７，２８
の出力信号が高レベルのときオフ状態となる。

以下、その動作を説明する。

速度偏差増巾器１０の出力信号τ_Pは加算器１１
において速度検出信号S_fと加算されるが、それは
次式の関係に従い電動機の一次周波数f₁を決定し
制御するためである。

f₁＝f_r＋f_S ……(1) ここに、f_r：回転周波数（速度検出信号S_fｎに
比例） f_S：すべり周波数（増巾器１０の出力信号τ_Pに対
応） 発振器１２は加算器１１の出力信号に比例した
周波数f₁の正弦波信号を出力する。電流指令回路
１３は正弦波信号を基準にして増巾器１０の出力
信号τ_Pに応じて振巾が変化する電流指令信号i_Pを
出力する。電流検出器１４、電流制御回路１５お
よびゲート回路１６はインバータ４の出力相数に
対応して３組あり、これにより各相のインバータ
出力電流が電流指令信号i_Pに比例するように制御
される。このようにして、誘導電動機５のすべり
周波数f_Sと一次電流の大きさが速度偏差に応じて
制御され、電動機トルクは速度偏差ΔSに比例し、
その向きは速度偏差ΔSの極性に応じて制御され
る。以上のようにして電動機の正転、逆転及び電
動、回生の各運転が行える。

ところで、電動運転の際はインバータの直流電
流i_dは図示の実線矢印のように流れ、回生運転に
おいては破線矢印のようにその向きが反転する。

順および逆変換器１Ｒ，１Ｌは直流電流i_dを供
給するためのものであつて、次のような動作によ
り直流出力電流を制御する。

電圧偏差増巾器１９は電圧偏差に応じた信号、
すなわち直流電圧の過不足に応じた電圧過不足信
号を出力する。順および逆変換器１Ｒ，１Ｌは電
流過不足信号に基づいて出力電流が制御される。
その結果、コンデンサ３の充放電電流が制御さ
れ、直流電圧V₀は指令値V_Sに制御される。順お
よび逆変換器１Ｒ，１Ｌの電流は部品番号20〜23
によつて制御される。

ところで、直流電流i_dは電動運転と回生運転で
その向きが変化するため、各運転に対応して順お
よび逆変換器１Ｒ，１Ｌの動作が切換えられる。
切換の際、順および逆変換器１Ｒ，１Ｌに同時に
電流が流れ、電源短絡が生じて過大電流が流れな
いよう、一方の変換器の電流が零になつてから他
方の変換器を点弧制御するように論理が組まれて
おり、切換回路２３がこれを実行する。

切換を安全確実に行なわせるために、一方の変
換器の電流を零に絞り込むための期間が必要であ
り、また両変換器１Ｒ，１Ｌのいずれにもゲート
信号が加わらないようにする期間が設けられてい
る。これらの期間中、両変換器１Ｒ，１Ｌは直流
電力が制御することができないため、直流電圧の
変動が起る。

直流電圧の変動は次のようにして防止される。
第２図を参照してその動作を説明する。第２図ａ
の実線は直流電圧V₀、一点鎖線は電圧指令信号
V_Sにより設定される電圧基準値、破線は電圧変
動の許容限度値（上限と下限）を示し、＋Δv及び
−Δvは前述した変動幅設定信号ΔVにより設定さ
れる。

第２図ｂはオア回路２９の出力信号を示す。ま
た、第２図ｃの実線はインバータ４の直流入力電
流であり、電流の極性が正のときは電動運転、負
のときは回生運転であることを示す。また、破線
は順および逆変換器１Ｒ，１Ｌの直流出力電流
i_d′を示す。電流の極性が正のときは順変換器１
Ｒが、また負のときは逆変換器１Ｌが動作する。

いま、電動機回転速度がそれまでより低い値に
変更されるなどして動作モードが電動運転から回
生運転に移る場合について説明する。第２図ｃに
示す時刻t₁〜t₄期間はその推移の様子を示す。時
刻t₁において直流電流i_dの向きが反転すると、そ
れまでインバータ４に流入していた順変換器１Ｒ
の出力電流はコンデンサ３の充電電流となる。そ
のため直流電圧V₀は第２図ａのように上昇する。
このとき増巾器１９の出力信号（電圧過不足信
号）は漸次減少するので順変換器１Ｒの出力電流
は時刻t₂に至り零となる。時刻t₂から時刻t₃まで
の間は両変換器１Ｒ，１Ｌのいずれにもゲート信
号が加えられない無電流期間となる。時刻t₃以後
は逆変換器１Ｌが動作し、インバータ４からの回
生電流i_dは逆変換器１Ｌを通して流れる。時刻t₃
〜t₄期間は逆変換器１Ｌの直流電流がインバータ
の回生電流に到達するまでの制御遅れ期間であ
る。

以上のt₁〜t₄期間は、インバータ４の回生電流
が電源側変換器の直流入力電流以上となり、その
差分はコンデンサ３の充電電流となることから直
流電圧V₀が上昇する。

直流電圧V₀が上昇し第２図ａの破線に示す上
限値V_H（＝V_S＋ΔV）に達すると、比較器２７か
ら高レベルの信号が出力される。すると、スイツ
チ回路９がオフ状態となり、それまで速度偏差増
巾器１０の入力に加えられていた速度偏差信号
ΔSはしや断される。

ところで、増巾器１０（比例積分分補償）の入
力に加えられると速度偏差信号ΔSと出力である
トルク指令信号τ_Pは次式の関係がある。

τ_P／ΔS＝Ｋ＋１／Ts ……(2) ここで、Ｋ、Ｔ：定数 ｓ：微分演算子 (2)式から明らかになるように、トルク指令信号
τ_Pは速度偏差ΔSに瞬時比例する比例項とその積
分量に比例する積分項の和で与えられる。増巾器
１０は(2)式の右辺第２項の積分項があるので、速
度偏差ΔSが零となつた際も速度偏差ΔSが零とな
る以前の値を出力する。換言すると増巾器１０は
スイツチ回路９がオフ状態のとき、スイツチ回路
９がオフ状態となる以前のトルク指令信号τ_Pを記
憶する動作を行う。したがつて、トルク指令信号
τ_Pはスイツチ回路９の動作に応じて次のような変
化をする。先ず定常運転においては、比例積分補
償の速度制御特性から速度偏差ΔSは零となり、
トルク指令信号τ_Pは専ら積分項に関係して出力さ
れる。またそれは所要定常トルクに比例した値と
なる。次に、速度指令信号S_Pが変化（減少するな
どして速度偏差ΔSが生じると、(2)式の比例項に
よりトルク指令信号τ_PはそのＫ倍だけ変化する。
このとき、比例項の変化が大きく積分項で保持さ
れていた値よりも大きいとトルク指令信号τ_Pは正
から負に極性に反転する。トルク指令信号τ_Pが負
極性になると、インバータ４は回生運転を行うよ
うになる。第２図ｃに示す時刻t₁はこのときを示
している。回生運転により直流電圧V₀が上昇し
て上限値V_Hに達すると、スイツチ回路９はオフ
状態にされる。スイツチ回路９のオフ状態によつ
て増巾器１０の入力信号（速度偏差ΔS）は零と
なることから、トルク指令信号τ_Pは(2)式の積分項
に関係したもののみとなる。積分項の値の時間的
変化を第２図ｃの一点鎖線で示す。積分項の変化
率（ΔSの積分値）は速度偏差増巾器１０の積分
時定数Ｔにより変わる。スイツチ回路９がオフ状
態ではトルク指令信号τpは積分項が保持する以
前の値まで変化し、idは図示のように変化する
（idは増巾器１０に設けられたリミツタ回路（図
示せず）により最大値が制限されている）。その
結果、インバータの回生電流が減少し直流電圧の
上昇が防止される。直流電圧V₀が上限値V_Hより
小さくなるとスイツチ回路９がオン状態となり、
再び回生電流idが増加する。再び直流電圧V₀が
上限値V_Hに達するようであれば前述の動作を繰
り返す。やがて第２図ｃに示す時刻ｔ４に至り、
逆変換器１Ｌの直流入力電流がインバータ４を回
生直流電流の値まで増加すれば電圧上昇は起きな
い。スイツチ回路９はオン状態のままとなり連続
した回生運転が行われる。以上の動作に従い、直
流電圧V₀は設定回路２４により設定される上限
値V_H以上となることが防止される。

一方、速度指令信号S_Pが上昇するなどして回生
運転から電動運転に切換る場合には直流電圧V₀
が低下する。電圧V₀が下限値V_Lまで減少すれば、
比較器２８から高レベルの信号が出力され、スイ
ツチ回路９をオフ状態にするため、前述と同様の
動作に従い直流電圧の低下が防止される。第２図
ｃの時刻t₅〜t₈はその動作が行われる期間を示
す。

以上のようにして、直流電圧はほぼ限度値以内
に保たれ、電動一回生の切換が安全に行われる。
なお直流電圧の変動は切換動作時に限らず、単に
インバータ４の直流電流が変化する場合にも起り
得るが、その場合においても同様の動作に従い直
流電圧をほぼ限度値V_S±ΔV以内の制御すること
ができる。なぜなら、従来のようにインバータ直
流出力電流を零にするのではなく、以前の値に戻
すように動作するからである。

このように、本発明によれば電動一回生切換時
のみならず、単にインバータ４の直流電流が変化
する場合において直流電圧の上昇と低下を防止す
ることができる。

第３図は本発明の他の実施例を示すもので、ト
ルク制御を行うものに本発明を適用した例であ
る。

第３図において第１図と同一記号のものは相当
物であるので説明を省略する。３１はトルク指令
回路、３２はトルク指令信号τ_Pを通過またはしや
断するスイツチ回路、３３は後述するような入出
力特性の増巾器である。

直流電圧V₀が変動し、上限値V_Hまたは下限値
V_Lに達するとオア回路２９から高レベル信号が
出力され、スイツチ回路３２がオフ状態になるこ
とは第１図の実施例と同様である。増巾器３３は
スイツチ回路３２のオン、オフによりその入出力
特性が次のように変化する。

スイツチ回路３２がオン状態である場合、増巾
器３３の入力Ｉと出力Ｏの関係は次式にて示され
る。

Ｏ／Ｉ＝r₁／r₁＋r₂＋r₂／r₁＋r₂／（r₁＋r₂）Cs＋１
……(3) ただし、r₀＝r₂ ここに、r₀、r₁、r₂：演算抵抗 Ｃ：コンデンサ ｓ：微分演算子 (3)式から明らかなように出力Ｏは入力Ｉに瞬時
比例する比例項とその積分量に比例する不完全積
分項の和で与えられる。入力Ｉの変化がない定常
時においてはＯ＝Ｉとなる。このときコンデンサ
Ｃの電圧は出力Ｏに等しい。スイツチ回路３２が
オンからオフに推移する場合、コンデンサＣの電
圧はその前後において保持されるため、増巾器３
３の出力信号は次のような変化をする。

まず定常運転においては、増巾器３３の出力信
号はトルク指令信号τ_Pに等しいが、トルク指令信
号τ_Pが変化（下降）すると、出力信号はその変化
のr₁／r₁＋r₂倍だけ変化する。このときインバータ ４の直流電流が減少し、順変換器１の出力電流は
その変化に追従して減少するが、制御遅れにより
直流電圧V₀が上昇する。電圧が上限値V_Hに達す
ればスイツチ回路３２がオフ状態にされ、この時
増巾器３３からのトルク指令信号τ_Pは以前の値に
変化し、インバータ４の直流電流は以前の値まで
増加する。このようにして第１図の実施例と同様
の動作を行い、直流電圧V₀は設定回路２４によ
り設定される上限値以上となることが防止され
る。なお直流電圧が減少する場合についても前述
と同様に限界値以下に低下することが防止され
る。したがつて、第３図の実施例においても、直
流電圧の上昇と低下を防止することができる。

第４図は本発明の他の実施例を示すもので、可
逆チヨツパで直流電動機を制御する場合のもので
ある。

第４図において第１図と同一信号のものは相当
物を示し、４１は可逆チヨツパ、４２は直流電動
機、４３は電流検出器である。

直流電動機は誘導電力に対して電流の向きを変
更することにより、電動運転と回生運転を行うこ
とができる。可逆チヨツパ４１の出力電流（電機
子電流）は速度偏差増巾器１０のトルク指令信号
τ_Pによりその大きさと向きが制御できる。したが
つて、比例積分補償の増巾器１０の入力に加える
速度偏差信号ΔVをスイツチ回路９により開閉す
ることにより前述と同様の動作に従い直流電圧の
過大な変動を防止することができる。

次に、本発明は順および逆変換器１Ｒ，１Ｌに
より複数台のインバータを同時駆動するものにも
適用できる。

第５図にその概略構成図で示す。

第５図において第１図と同一信号のものは相当
物を示し、５０は第１図の部品番号18、24〜29を
含む電圧制御手段、５１Ａ、５１Ｂ……はスイツ
チ回路９を含むインバータ４Ａ，４Ｂ…の電流制
御手段である。

第５図においても直流電圧V₀が上限値V_Hある
いは下限値V_Lに達すると電圧制御手段５０より
信号が出力され電流制御手段５１Ａ，５１Ｂ…に
加えられる。この場合、前述した動作が行われる
ため、定常的に運転されている電動機については
信号印加による影響は受けない。速度指令信号S_P
あるいは負荷が変化するなどしてトルク指令信号
τ_Pが変化したもののみ信号印加の作用が及ぶた
め、無用なトルク変動を最小にして直流電圧V₀
の変動を抑制することができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば直流電圧が
設定値より規定値以上変化するとインバータの直
流電流を以前の値に戻す動作をするので、直流電
圧の過大あるいは不足を確実に阻止できる。

なお、本発明は同期電動機を制御するものにも
適用できる。同期電動機の誘導起電力に対する電
機子電流の位相と電流の大きさを制御することに
より、電動と回生の各運転が行えることは周知で
あり、同様の制御が行えることは明らかである。

また、上述の実施例はアナログ構成のものを示
したが、マイクロプロセツサなどを用いてデイジ
タル制御を行う場合にも本発明を採用できるのは
勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す、第２図はそ
の動作を説明するための波形図、第３〜５図はそ
れぞれ本発明の他の実施例を示す構成図である。 １Ｒ……順変換器、１Ｌ……逆変換器、３……
平滑コンデンサ、４……インバータ、５……電動
機、９……スイツチ回路、１０……速度偏差増巾
器、１８……電圧検出器、２７，２８……比較
器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機を
   駆動する電圧形インバータの制御装置において、
   前記インバータの出力交流電流の大きさに比例し
   た電流指令値を記憶要素から逐次更新して出力す
   る電流指令手段と、前記電流指令値に基づいて前
   記インバータの出力交流電流を制御する電流制御
   手段と、前記インバータの直流電圧を検出する直
   流電圧検出手段と、前記直流電圧検出手段からの
   直流電圧検出値が基準値に対して所定値以上変化
   したか否かを判別する判別手段を備え、前記電流
   指令手段は前記判別手段からの判別信号に応じて
   前記記憶要素を動作させ、前記直流電圧検出値が
   基準値に対して所定値以上変化した際に、前記電
   流指令値に更新を停止し、前記電流指令値の更新
   前の値を出力する機能を有することを特徴とする
   電圧形インバータの制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記記憶要
   素は、入力回路に前記判別手段からの判別信号に
   より動作するスイツチ回路を有する比例積分補償
   の増幅器で構成することを特徴とする電圧形イン
   バータの制御装置。