JPH03293843A

JPH03293843A - 受信機

Info

Publication number: JPH03293843A
Application number: JP2311234A
Authority: JP
Inventors: Werner Rosenkranz; ヴェルナー　ローゼンクランツ
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1989-11-16
Filing date: 1990-11-15
Publication date: 1991-12-25
Anticipated expiration: 2014-12-20
Also published as: FI905607A; FI103159B1; EP0428226A3; FI103159B; DE3938126A1; EP0428226A2; CA2029802A1; DE59010483D1; KR910010931A; EP0428226B1; KR0176696B1; US5142553A; CA2029802C; JP2991245B2; FI905607A0

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、搬送波信号上に変調された信号の標準成分と
直角成分が搬送波信号をサンプリングすることにより直
接生成され、サンプリング時点はサンプリング時点のシ
ーケンスにより決定される受信機に係る。

１９８７年イタリア　フィレンツェにおけるディジタル
信号処理に関する国際会議でのＷ、ローゼンクランツに
よるｒＦＭ帯域信号の直角サンプリング−実施及び誤り
分析」と題する論文￥＆３７７頁から３８１頁において
、周波数変調された帯域信号のサンプリングが記述され
、そこでは、複雑な包絡線の実部及び虚部、いわゆる直
角成分は搬送周波数ｆ、で変調帯域信号をサンプリング
することにより直接生成される。このため、アナログ−
ディジタル変換器は、以下クロック周波数ｆ、で示され
る周波数ｆ、を有する周期的に循環するサンプリングパ
ルスにより制御される。

クロック周波数ｆ、は、標準成分、すなわち帯域信号の
実部のサンプリングについてのサンプリング間隔Ｔ、が
搬送信号の半波長又はこの時間間隔の整数倍に相当する
ように選択される。しかし、奇数倍では、各第２サンプ
ル値の符号は反転可能である。かくて生成された標準成
分のサンプル値に直角である直角成分のサンプル値を生
成するためには、入力信号は、標準成分のサンプリング
時点に対して搬送波信号波長の４分の１又は４分の１プ
ラス搬送波信号の半分の整数倍の遅延を示す時点でサン
プル化される。奇数倍を有するこの場合には、各第２サ
ンプル値は反転可能である。このようにして、複雑な包
絡線の実部及び虚部に相当するサンプリング周波数ｆ、
＝１／Ｔ、に相当する値の対が得られる。

上述の論文に記載された回路配置では、ただ１つのアナ
ログ−ディジタル変換器が必要とされる。

クロック周波数ｆ、は、クロック間隔Ｔ、＝１／ｆ＠が
４分の１波長プラス搬送周波数の半波長の整数倍に等し
くなるように選択される。この結果、前述の２つの条件
は交互に、すなわち各サンプル値が標準成分及び直角成
分に交互に対応するという点で満たされる。補間フィル
タにより、対で得られた１及びＱ成分の時間遅延は除去
され、■及びＱ成分の同時サンプリングのそれに対応す
る値はフィルタの出力で得られる。かくて、搬送周波数
ｆ３の半サンプリング周波数ｆ、／２に対する比は整数
であり、任意に選択することはできない。

他の条件としては、サンプリング周波数ｆ、はサンプル
化さるべき帯域信号の帯域幅Ｂに少なくとも等しいとい
うことである。

その信号の内容がピットクロック周波数ｆ、に基づいて
一連の二進値から得られた帯域信号では、サンプリング
周波数ｆ、はピットクロック周波数ｆ、に等しくなるよ
うに選択されることが有利である。

例えばこのピットクロック周波数ｆ、が所定の値である
ような送信システムでは、先行技術の装置における搬送
周波数ｆ、の選択はかくて、示された項目より相当に制
限される。

本発明の目的は、選択の可能性を、この種の受信機で得
られる搬送周波数からさらに広げることにある。

この目的は、複数の等間隔のサンプリング１点は結合さ
れて群となり、ある群の最後のサンプリング時点と次の
群の最初のサンプリング時点との間の時間的距離（群間
距離）につき、ある群中の２つの順次のサンプリング時
点間の時間的距離とは異なる間隔が選択されることにお
いて達成される。

選択可能な群間距離により、ある群の最初のサンプリン
グ時点と次の群の最初のサンプリング時点との間の距離
（群の長さ）に相当するサンプリング間隔Ｔ、は任意に
選択可能である。これは、サンプリング間隔と搬送周波
数が、群間距離を適当に選択することにより相互に適合
可能であるという点で有利である。サンプリング時点の
群中の等間隔のサンプリング時点により、標準及び直角
成分がさらに、従来技術の方法で得られる。このように
群間距離を選択することにより、位相回転は、連続する
群の対応するサンプル値間で進行する。この位相回転は
、サンプル値をさらに処理することにより除去されつる
。

群間距離が、それが搬送波信号の４分の１波長の倍数に
相当するように選択されると、該位相回転は９０°の倍
数に相当する。これは、後続の処理はサンプル値の反転
、また必要に応じ、サンプル値の交換にまで軽減される
ことにおいて有利である。反転及び交換は比較的簡単に
実行可能なので、本実施例においては、後続処理は回路
機構及び費用をほんのわずかしか要しない。

群によって異なる傭々の群間距離を選択することにより
、これらの交換、及び必要に応じ反転は省略されうる。

別の応用では、相互に異なる群間距離はそれぞれ異なる
位相回転に存在するサンプル値を生成する。実施例に示
されるように、受信信号の後続処理はかくて簡単化され
うる。

以下図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。

以下の実施例においては、二進コード信号は、ｆ、＝２
７０．８３３に翫（＝１３Ｍ翫／４８）のビットレート
に基づいて、角度変調によりＨＦ搬送波上に開始及び変
調される。第１図は、ＨＦセクションｌと、直角セクシ
ョン２と、ディジタル信号処理装置３とより成る無線受
信機の概略図である。

ＨＦセクションｌにおいて、受信信号の周波数は選択さ
れ搬送波周波数に変換される。この目的のため、ＨＦ受
信段１）から受信された信号は第１）Ｆミキサーにより
第１中間周波数ＺＦＩに混合逓降される。該ＩＦミキサ
ーには、第１）Ｆ発振器により、第１可変ＩＦ混合周波
数ｆ　ａｌｌが印加される。この第１中間周波数に混合
逓降された入力信号は第１）Ｆ増幅器１４で帯域ｒ波さ
れ、増幅されて第２１Ｆミキサー１５に印加され、そこ
で入力信号は第２１Ｆ発振器１６により印加された第２
中間周波数により第２中間周波数ＺＦ２に混合逓降され
る。第２１Ｆ増幅器１７において、この第２中間周波数
ＺＦ２は再び帯域ｒ波及び増幅される。

第２中間周波数ＺＦ２は直角セクション２のアナログ−
ディジタル変換器２１に印加される。このアナログ−デ
ィジタル変換器２１は、中央クロック発生器２０により
生成されたクロックパルスｆ、により制御される。この
実施例では、第２中間周波数ｆ２□は、半ピットクロッ
ク周波数ｆｂの整数倍に相当するように選択される。７
９の値は第２発振周波数ｆ。、の半ピットクロックｆ。

に対する整数比として選択された。これにより、１０．
６９７９１６６Ｍ）Ｉｚの第２中間周波数が生じ、これ
は、この中間周波数が無線領域で用いられるＩＯ，７Ｍ
Ｈｚの中間周波数と僅かに異なるだけという点で有利で
ある。これは、この選択された中間周波数ｆ□、用に、
市販のフィルタを挿入できるという点でも有利である。

中央クロック制御器２０には、第２中間周波数ｆ　ＨＦ
２の波長の４分の１の基本クロックを生成するクロック
発生器２０１が配置されている。第２の中間周波数ＺＦ
２の基本クロックに対する所与の周波数比からの偏差は
、周波数同調誤りに帰結する。かかる周波数同調誤りは
、それが信号の帯域幅に対して小さいものであれば、そ
の後に設けられた適切な信号処理により許容さるべきも
のとなる。しかし、かかる周波数同調誤りは事前に除去
しておくほうが良い。クロック発生器２０１から第２１
Ｆ発振器１６の混合周波数も得るようにすれば特に有利
である。これは、第２中間周波数ＺＦ２の基本クロック
に対する周波数応答比を、外部的影響から独立に厳密に
決定することを可能にする。

この実施例においては、１５８の基本クロック信号がビ
ット周波数ｆ、を有するビットクロックに丁度対応する
。この基本クロック信号は計数器２０２に印加される。

この計数器２０２は毎９個目の基本クロック信号でサン
プリングパルスｆ。

を生成する。その結果、２つの隣接サンプル値は、第２
中間周波数ＺＦ２の１度２Ｉ７４波長だけ離間している
。計数器は１ビツトクロツク中にこれら等距離の連続サ
ンプリングパルスを総計で丁度１７個生成する。これら
１７個の連続サンプル値はかくて、等距離サンプル値の
１群を形成する。１５３番目の基本クロックで発生する
サンプリングパルスは、標準成分につき丁度９個のサン
プル値と直角成分につき８個のサンプル値がこのように
各ピットクロツタに含まれるように抑制される。

１５８の基本クロック信号の後、計数器はリセットされ
、サンプリングパルスｆ、についてのクロック生成は前
述の如く再開される。このようにして、生成サンプリン
グパルスｆ＋のシーケンスは各１５８番目の基本タロツ
ク信号の後に周期的に継続される。

あるサンプル値群の最後のサンプル値と次のサンプル値
群の最初のサンプル値との間には、丁度１４の基本クロ
ック信号かある。サンプル値群はこのように互いに１４
基本タロツク信号だけ離間して続いている。この実施例
では、各群の間の距離は１つの群中の２つの連続サンプ
ル値間の距離よりも大きくなるように選択されている。

しかし、それに対応する高速アナログ−ディジタル変換
器が使用されるならば、群相互の距離は１つの群中の２
つの連続サンプル値間の距離よりも小さくすることもで
きる。

計数器の技術的利用は、ディジタルエレクトロニクスの
当業者には既知のものである。かかる計数器の１つの可
能な実施例は、Ｕ、テイーツエ、Ｃｈ、シェンクの「半
導体技術」ベルリン、スブリンガー書店発行、第８版、
２５９−２６８頁、第１０．７章「回路機構の組織上の
解決Ｊにみることができる。従って、以下では、計数器
２０１の技術的実施については詳述しない。代わりに、
計数器２０１の個別的なスイッチング信号出力について
の時間−電圧ダイヤグラムが、計数器２０１をさらに説
明するものとして別の図で示される。

第２ａ図は変調されていない搬送波発振ｆｅを示し、第
２ａ図の下端部分は時間軸を示し、各基本クロック信号
は時間軸を通る直線で示される。

第２ｂ図は、計数器２０１により生成され基本夕、ロッ
ク信号０で開始するサンプリングパルスｆ。

を示す。明瞭にわかるのは、第１ビツトクロツクの１４
４番目の基本タロツク信号を意味する１７番目のサンプ
リングパルスと次のビットクロックの最初の基本クロッ
ク信号（＝１５８番目の基本クロック信号）を意味する
次のサンプリングパルスｆ、どの間のギャップである。

サンプリングパルス１９間の時間的距離はこれが上述の
ように第２中間周波数ＺＦ２の２１八波長に丁度等しく
なるように選択されるので、これらサンプリングパルス
は、普通の及び直角成分のサンプル値を交互に発生せし
める。普通及び直角成分のピットクロック期間の交互に
連続するサンプル値は、成分割当器２２により、標準成
分の処理のために第１信号分岐に、及び直角成分の処理
のために第２信号分岐に割り当てられ、この成分割当器
２２は切換スイッチとして図面に象徴的に示される。成
分割当器２２を制御する適切なスイッチング信号Ｑ１も
また計数器２０２により生成される。成分割当器２２は
、割当器か、スイッチ入力に低電圧レベル（低信号）が
ある際には、標準成分処理のために入力に存在するサン
プル値を第１信号分岐に印加し、スイッチ入力に高電圧
レベル（高信号）がある際には、直角成分処理のために
第２処理分岐に印加するように構成される。成分割当器
２２を制御するスイッチング信号Ｑｌの電圧変化は第２
Ｃ図に示される。０番目の基本クロック信号で始まるＦ
低Ｊｔ圧を有するスイッチング信号Ｑ１がその電圧レベ
ルを毎９番目の基本クロック信号につき低から高、そし
てその逆というように交互に変化させることが明瞭に理
解される。次のピットクロックの最初では、実施例及び
第２ａ図では、基本タロツク信号番号１５８、すなわち
スイッチング信号Ｑｌの信号変化は前のピットクロック
でのそれに対応する。

標準成分の２つのサンプル値と直角成分の２つのサンプ
ル値間の距離ははかくて第２中間周波数ｆ□、の半波長
の奇数倍に相当するため、標準成分の各第２サンプル値
と直角成分の各第２サンプル値は反転されることになる
。このために、符号反転器２３１．２３２と切換スイッ
チ２３３，２３４が各信号分岐中に配置される。これら
切換スイッチ２３３，２３４は、その入力に「低Ｊ信号
がある場合には関係する処理分岐のサンプル値は直接移
送されるのに対し、その入力に「高」信号がある場合に
はサンプル値は符号反転器２３１゜２３２に移送される
。第１切換スイツチ２３３を制御する第２スイツチング
信号Ｑ２の変化は第２ｄ図に示され、第２切換スイツチ
２３４の状態を制御する第３スイツチング信号Ｑ３の損
失は第２ｅ図に示される。これもまた計数器２０２によ
り生成された第２及び第３のスイッチング信号Ｑ２゜Ｑ
３は、各第２サンプル値についてのサンプル値及び反転
サンプル値が各信号分岐を交互に移送されるように選択
される。第３ａ図は正負変換の後に得られた変調信号の
サンプル値を象徴的に示すものであり、標準成分は頂点
でＸ、直角成分は頂点で０を有する。普通及び直角成分
は別個の信号分岐において処理されるが、それらはその
時間における相互の割当てを明瞭にするために第３図に
共に示される。第３ａ図から、時間において制御される
直角成分のサンプル値は常に標準成分の２つのサンプル
値間の中央に位置することが明らかとなる。

補間器２５において、標準成分はＰ波される。

補間につき考慮されるサンプル値は等間隔で近接してい
るため、補間器の構成は従って簡単化され、補間結果は
改善される。実施例では、２つの連続サンプル値から補
間値を形成する線型補間器が用いられる。

補間器２５では、それぞれの最後のサンプル値はレジス
タで緩衝される。緩衝サンプル値及び入力に存在するサ
ンプル値は、例えばピットバターノをある位置から左に
シフトすることにより２つに分割され、次に合体される
。このようにして補間された値は、補間器に印加された
つの最後のサンプル値間の中間で得られたであろうサン
プル値に適当な近似で対応する。このようにして、標準
成分の補間されたサンプル値、及び補間器２５に印加さ
れた標準成分の２つのサンプル値間でサンプルされた直
角成分のサンプル値は、同時にサンプルされたものとみ
なすことができる。

補間器２５の結果は常に、最後の２つの印加サンプル値
が処理された後でのみ得られるので、直角成分の関連サ
ンプル値は、その後の処理中の補間サンプル値と関連直
角成分間の同時性を実現するために、遅延素子２４によ
り時間遅延される。

この時間遅延は、２つの規則的に連続するサンプリング
パルス１）間の距離、すなわち、実施例においては９つ
の基本クロック信号に丁度対応する。

補間の結果、ピットクロック信号の標準成分の９個のサ
ンプル値から８個の補間サンプル値が形成される（第３
ｂ図参照）。第４のスイッチング信号Ｑ４により制御さ
れるスイッチ２６は、９個目のサンプル値の後に形成さ
れた補間値が移送されるのを防止する（第２ｅ図でのス
イッチング信号Ｑ４の信号変化を参照）。補間により生
じた補間空き出力信号の遅延により、スイッチング信号
Ｑ４は丁度この遅延時間だけ遅延された生成される。

第３ｂ図は標準成分の８個の補間サンプル値がいかにし
て標準成分の９個のサンプル値から得られるかを示す。

標準成分の８個の補間サンプル値及び直角成分の８個の
サンプル値はそれぞれそれ自身の平均決定フィルタ２７
１，２７２に印加される。フィルタ２７１，２７２では
、標準成分又は直角成分それぞれについての単一の値が
８個のサンプル値から生成される。８ビツトオーバーサ
ンプリングの結果、アナログ−ディジタル変換器の量子
化雑音はかくて９ｄＢだけ減少する。このようにして、
標準成分と直角成分につき丁度１つの値か各ビットクロ
ックにつき得られる。８個のサンプル値が等間隔である
ことにより、平均決定フィルタの構成もまた簡単化され
る。実施例では、ピットクロックの各標準成分及び直角
成分の平均値を得るために、１／８の係数で乗算された
ビットクロック信号のサンプル値が合体される。

第３ｃ図はピットクロックの最後での８個のサンプル値
からどのようにして１つの平均サンプル値信号が生成さ
れるかを示す。

１ビットクロック信号を占める基本クロック信号の数が
４で割り切れる場合には、連続するビットクロック信号
の平均値を取った結果の符号は正しく、上記のようにし
て生成された直角成分は、追加処理の必要なしにディジ
タル信号処理に送られる。しかし、前述のケースのよう
に、基本クロック信号が分割される際にピットクロック
につき余り２がある場合には、上記の方法で生成された
直角成分は２番目のビットクロック毎に反転されなけれ
ばならない。しかし、これは、各２番目のピットクロッ
クで計数器２０１がスイッチ２３１゜２３２の状態を１
８０’変える（より詳しくは、基本クロック信号１５８
から１５９の間のスイッチング信号Ｑ２．Ｑ３の変化）
ための位相シフト制御信号を発生し、各第２ビット間隔
において非反転サンプル値が反転され、第１のビット間
隔で反転された各サンプル値はもはや反転されないよう
にする、ということにおいて実現される。このようにし
て、スイッチング信号Ｑ２及びＱ３は各第２ビット間隔
の後でのみ続行され、他方スイッチング信号Ｑｌ及びＱ
４は各単一ビット間隔の後に続行される。

ピットクロックあたりのサンプル値の数が、４で割った
サンプリングパルスの数が余りｌを出すように選択され
ると、直角成分はあるピットクロックから次のそれまで
９０″回転する。標準成分Ｉのサンプル値は第２ビツト
クロツクで直角成分Ｑになり、第３のピットクロックで
反転標準成分−■となり、第４のピットクロックで反転
直角成分−〇となる。これは、直角成分Ｑについても同
様にあてはまる。ピットクロックあたりの基本クロック
信号の数が、それを４で割ったときに余り３を出すよう
に選択されると、直角成分はあるピットクロックから次
のそれまで位相において９００だけ遅れる。

送信機において、例えばガウス最小シフトキーイング（
ＧＭＳＫ）として知られる変調形式又は−膜化テームド
周波数変ＩＩ　（ＧＴＦＭ）として知られる変調形式の
ような非線型角度変調が選択されると、ディジタル信号
処理セクション３で信号等化に用いられる回路機構は減
少可能である。かかる変調形式では、非線型角度変調の
複雑な構成はもはや考慮する必要はないが、等化は、送
信中に線型振幅変調が用いられる場合に制限されつる。

この結果、等化及び復調には、ディジタル信号処理セク
ション３において実数値のみが処理されることになる。

以下において、直角成分のかかる回転についての実施例
を簡単に示す。同じビット周波数ｆ、＝２７０．８３３
ｋＨｚに基づいて、ビット間隔Ｔ。

あたりの基本クロック信号の数は１５９に選択される。

この数では、４が除数となると余り３が出、従って回転
についての要件が満たされる。かくて、第２中間周波数
ＺＦ２は１５９＊　（ｆ、／４）＝１０．７６５６２Ｍ
Ｉ（ｚとなる：つまり、１０１７Ｍ　Ｈｚに近い周波数
である。サンプリングパルス１間の距離を維持すると、
計数器は２０１は同じスイッチング信号Ｑｌ、Ｑ２、Ｑ
３．Ｑ４を生成し、他方、各１５８番目の基本クロック
信号の後には追加の１５９番目の基本クロック信号がビ
ット間隔につき挿入され、この間全スイッチング信号Ｑ
１．Ｑ２．Ｑ３は前の基本クロック信号１５８における
のと同じ信号状態を維持する。回転により、後続のビッ
ト間隔におけるスイッチング信号は同一であり、各ビッ
ト間隔Ｔ、の後に周期的に繰り返される。

正しい位相を有する直角成分が信号処理にさらに必要な
場合には、この回転は、ビット間陽当たりの基本クロッ
ク信号の数を４で割ると奇数の余りが出るような本発明
の実施例では、ビットクロツクあたりの成分を混合及び
／又は反転することにより除去可能である。これは例え
ば、それらが各第２ビット間隔Ｔ、で標準成分及び直角
成分を交換するスイッチ（図示せず）に印加されるよう
に直角成分を再度処理することにより実行されうる。さ
らに必要な反転は、これに従って切換スイッチ２３３．
２３４を駆動するだけで実行されつる。

第４図に示される他の実施例では、第１の実施例と同じ
ように、第２中間周波数ＺＦ２は、ビット間隔が１５８
基本クロック信号に等しくなるように選択される。４つ
の後続ビット間隔についてのサンプリングパルス及びス
イッチング信号の時間依存位置が示される。第１ビット
間隔のサンプリングパルスｆ、及びスイッチング信号（
＝第４図での基本クロック信号０から１５８）は第１実
施例での第１ビット間隔中のサンプリングパルス及びス
イッチング信号に対応する。この実施例では、サンプリ
ングパルス及び関連スイッチング信号の周期的連続は３
つの後続ビット間隔では１基本クロック信号だけ遅延さ
れ、後続の４番目のビット間隔では３基本クロック信号
だけ短纜される。

従って、第２ビット間隔の第１サンプリングパルス（＝
第４図での基本クロック信号１５８から３１６）は前述
の実施例のように第１基本クロック信号には配置されず
、第２ビット間隔の第２基本クロック信号（＝第４ｂ図
の基本クロック信号１５９）に配置される。第４ａ図か
ら、第１実施例に比較すると（第２ａ図参照）、サンプ
リングは搬送周波数の４分の１周期の後に実行されるこ
とが明らかである。この結果、反転直角成分が、第２ビ
ット間隔での第１サンプリングパルスでサンプリング中
に得られる。第２ビット間隔での第２サンプル値は標準
成分についてのサンプル値を与える。第２ビット間隔に
おける他のサンプル値１こついても同様のことがあては
まる。

第３ビット間隔（＝第４ｂ’図の基本クロック信号３１
６から４７４）ではまた、サンプリングパルスシーケン
ス及び関連スイッチング信号が基本クロック信号だけ遅
延されて続行される。第３ビット間隔の第１サンプリン
グパルスはかくて第３ビット間隔の第３基本クロック信
号に第４ｂ′図の基本クロック信号３１８）に該当する
。この場合、第４ａ’図は、反転標準成分の第３サンプ
リング間隔の第１サンプル値と第３サンプリング間隔の
第２サンプル値が直角成分のサンプル値に対応すること
を示す。サンプリングパルスの周期的シーケンスはまた
第４ビット間隔（二基本クロック信号４７４から６３２
）において、基本クロック信号だけ遅延されて続行され
る。第４サンプリング間隔の第１サンプリングパルスは
かくて基本クロック信号４７７に対応する。第４ビット
間隔での第１サンプリングパルスで得られたサンプル値
はかくて、直角成分のサンプル値と対応し、第４ビット
間隔の第２サンプル値は直角成分の反転サンプル値に対
応する。

最初の３つのビット間隔において、サンプリングパルス
及びスイッチング信号Ｑｌ、Ｑ２．Ｑ３の期間は１間隔
あたりの基本クロック信号の数よりも１基本クロック信
号だけ長く、かくてこの実施例ては連続した１５９基本
タロツク信号の３倍である。しかし、この実施例におけ
る第４ビット間隔の第１サンプル値と次のビット間隔の
第１サンプル値の間の時間的距離は、３基本タロツク信
号だけ短縮され、従って１５５基本クロック信号のみと
なる。このようにして、第５ビット間隔の第１サンプル
値は基本クロック信号６３２で配置される。第１ビット
間隔の第１サンプリングパルスと第５ビット間隔の第１
サンプリングパルスの間の距離はかくて、４ヒツト間隔
（＝６３２−１５８基本タロツク信号の４倍）に丁度相
当する。

このようにして、標準成分のサンプル値は再度、第５ビ
ット間隔の第１サンプリングパルスにより得られる。サ
ンプリングパルスの変化及び第５サンプリング間隔の信
号変化はこの後、第１サンプリング間隔に対応する。

サンプリングパルスの上述のシーケンスの順序は、後続
のビット間隔Ｔ、におけるサンプリングパルスを、第２
中間周波数ＺＦ２の期間の４分の１だけシフトせしめる
。この結果、■及びＱ成分のサンプル値は２つの分岐の
いずれかに交互に印加される。■及びＱ成分は交互に補
間される。各第４ビット間隔の後、３つの基本クロック
信号により短縮されたサンプリングパルスのシーケンス
の結果、クロック等化がなされ、ビット間隔あたりの基
本クロック信号の平均数及び直角信号発生器の出力値の
数は、第１実施例と比べると等しくなる。

この実施例は、スイッチング信号Ｑｌ、Ｑ２゜Ｑ３の変
化が４つのビット間隔すべてにおいて同じであるという
点で有利である。これにより、計数器の構成が簡単化さ
れる。計数器は、１５９基本クロック信号の後に連続し
て３回れせりとされ、これら３つの長い基本クロック信
号が既にリセットされた後は、１５５の基本クロック信
号の後にリセットされる。

このようにして、基本クロック信号の数が整数であるよ
うなビット間隔で、あるビット間隔から次のそれまで回
転するサンプル値が得られる。必要な変更かなされれば
、この実施例はまた、ビット間隔あたりの基本クロック
信号の数が奇数であってサンプル値の回転の必然的結果
が除去されるような装置にも実施できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は直角サンプリングを有する受信機のブロック図
、第２図は１５８基本クロック信号における入力信号の８
ビツトオーバーサンプリングについてのサンプリングパ
ルスシーケンスと種々のスイッチング信号、及び各ビッ
ト間隔の後のサンプリングパルスの周期的連続の時系列
を示す図、第３ａ図はサンプリング後のサンプル値を示
す図、第３ｂ図は補間後のサンプル値を示す図、第３Ｃ図は平
均値を取った後のサンプル値を示す図、第４図は１５８基本クロック信号における入力信号の８
ビツトオーバーサンプリングについてのサンプリングパ
ルスシーケンスと種々のスイッチング信号、及びそれぞ
れ１５９及び１５５の基本クロック信号の後のサンプリ
ングパルスの周期的連続の時系列を示す図である。１−ＨＦセクション、２−・−直角セクション、３−・
ディジタル信号処理装置、］　ｌ　−ＨＦ受信段、１４
−　Ｔ　Ｆ増幅器、１５−ＩＰミキサー　１６−・ＩＦ
発振器、２〇−中央クロック発生器、２１・−アナログ
−ディジタル変換器、２２・−信号割当器、２５・・−
補間器、２０１，２０２−計数器、２３１゜２３２−符
号反転器、２３３，２３４−切換スイッチ、２７１，２
７２−・・平均決定フィルタ。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）搬送波信号上に変調された信号の標準成分と直角
成分が搬送波信号をサンプリングすることにより直接生
成され、サンプリング時点はサンプリング時点のシーケ
ンスにより決定される受信機であって、複数の等間隔の
サンプリング時点は結合されて群となり、ある群の最後
のサンプリング時点と次の群の最初のサンプリング時点
との間の時間的距離（群間距離）につき、ある群中の２
つの順次のサンプリング時点間の時間的距離とは異なる
間隔が選択されることを特徴とする受信機。
（２）可変の群間距離が選択されることを特徴とする請
求項１記載の受信機。
（３）群間距離は４分の１搬送波信号波長の倍数に相当
することを特徴とする請求項１又は２記載の受信機。
（４）特定のビットレートを有するディジタル信号が変
調信号の基礎をなす受信機であって、ある群の最初のサ
ンプリング時点と次の群の最初のサンプリング時点間の
距離（群の長さ）はディジタル信号のビットクロックレ
ートに等しいか又はその整数倍であるように選択される
ことを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか一項記
載の受信機。
（５）サンプリング時点は計数器（２０２）により生成
されたサンプリングパルスにより決定されることを特徴
とする請求項１乃至４のうちいずれか一項記載の受信機
。
（６）個々のサンプリング時点で生成されたサンプル値
を、標準成分を処理する信号分岐及びスイッチング信号
（Ｑ１）に応答して直角成分を処理する信号分岐へ割り
当てる成分割当器（２２）が設けられていることを特徴
とする請求項１乃至５のうちいずれか一項記載の受信機
。
（７）サンプル値が印加される少なくとも１つの符号反
転器（２３１）が設けられ、その第１入力にサンプル値
が、その第２入力に符号反転器（２３１）により反転さ
れたサンプル値がそれぞれ印加される切換スイッチ（２
３３）が設けられていることを特徴とする請求項１乃至
６のうちいずれか一項記載の受信機。
（８）２つの信号分岐のうち少なくとも１つは補間器（
２５）から成ることを特徴とする請求項１乃至７のうち
いずれか一項記載の受信機。
（９）両信号分岐は平均決定フィルタ（２７１、２７２
）から成ることを特徴とする請求項１乃至８のうちいず
れか一項記載の受信機。
（１０）搬送周波数を生成するのに設けられたサンプリ
ング時点と混合周波数は、単一の発振周波数から得られ
ることを特徴とする請求項１乃至９のうちいずれか一項
記載の受信機。