JPH03284003A - Ｐｍアナログ変調通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、音声信号をＰ　Ｍ　（Ｐｈａｓｅ　Ｍｏｄｕ
ｌａｔｉｏｎ）アナログ変調して伝送するＰＭアナログ
変調通信方式に係り、特に移動体衛星通信に好適なＰＭ
アナログ変調通信方式に関する。

（従来の技術） 衛星が視野内にある所では、どこでも極めて高品質の通
信が可能であるところから、移動体衛星通信は将来の有
力な移動通信技術である。

ところで、移動体通信では、音声品質や所要帯域幅等の
観点から依然としてアナログ変調方式が有効であるが、
通信機の電力増幅器にはエネルギー効率が高く、かつ、
大電力増幅の容易なＣ級増幅器の使用が望まれる。従っ
て、移動通信に好適なアナログ変調方式は、Ｃ級増幅器
の入力信号たる被変調信号の振幅を一定にする変調方式
であり、ＰＭ変調方式はこのような条件を満たすアナロ
グ変調方式である。

第４図は従来のＰＭアナログ変調通信方式の一例を示す
。第４図において、送信側装置（第４図（ａ））では、
搬送波発振器１からの搬送波信号（ｃｏｓ（ｌＪｔとす
る）は、変調乗算器２ｂの一方の人工　　　　　　　　
　　　　　二 力となるとともに、２移相器３にて２宛移相されてｓｉ
ｎωｔの搬送波信号となって変調乗算器４の一方の入力
となる。変調乗算器４は、他方の入力が原信号たる音声
信号（ｖ（ｔ））であって、これとｓｉｎωｔの搬送波
信号とを乗算して、ｖ（ｔ）ｓｉｎωｔなる信号を形成
し、それを信号合成器５の一方の入力へ与える。また、
変調乗算器２ｂは、他方の入力が一定レベル値すであっ
て、これとｃｏｓωｔの搬送波信号とを乗算してｂｃｏ
ｓωｔなる信号を形成し、それを信号合成器５の他方の
入力へ与える。信号合成器５は、両人力信号を加算合成
して式（１）で示される出力信号ｓ’（ｔ）を形成し、
それをＣ級電力増幅器６へ与える。

ｓ’　　（ｔ）＝ｂｃｏｓωｔ＋ｖ　　（ｔ）ｓｉｎω
ｔ＝＝　Ｆｃｏｓ　（にＬ）　ｔ　＋　ｔａｎ　−’二
）と二％、　　、−、、、−、、、、−（、ンここに、
従来では、変調器の線形性を確保するため ｂ）ｌ　ｖ　（ｔ）ｌ　　　　　　　　　　　　　　　
（２）を満足するように両者のレベル設定がなされる。

即ち、変調乗算器２ｂは増幅器で構成される場合が多い
、その結果、式（１）は ｓ　’　（ｔ　）　’＝ｒｂｃｏｓ（ωｔ＋ヱ１圭１）
　　　　　　（３）となり、これがハードリミタたるＣ
級電力増幅器６にて振幅が一定値Ａにリミットされるか
ら、送信信号ｓ　（ｔ）は ｓ　（ｔ　）　＝Ａｃｏｓ（ｃｃ＞　ｔ　＋”’上）（
４） となる。

式（４ ） ％式％） （５） とすれば、原信号ｖ　（ｔ）は比例関係により位相に変
換されることが理解でき、そのＰＭ動作のフェーザー図
は第２図（ｂ＞のようになり、ｔた変調スペクトルは第
３図（ｂ）の如く基準パイロットｆｏの振幅が大きいも
のとなる。

伝送路では、この送信信号５（ｔ）にノイズｎ（ｔ）が
加わるので、受信側装置が受信する受信信号ｒ（ｔ）は ｒ　（ｔ）−ｓ　（ｔ）＋ｎ　（ｔ） 〜Ａｃｏｓ（ωを十砧十′ＬｉＪ′Ｌ＞　　　（６）と
なる、チャネルフィルタ７では、この受信信号に含まれ
る帯域外雑音を抑圧してパイロットフィルタ８と復調乗
算器９とへ出力する。パイロットフィルタ８では、搬送
波の周波数ｆ、に同調した狭帯域フィルタからなり、受
信信号から基準パイ移相器ＩＯにて７宛移相されて復調
乗算器９に供給される。つまり、受信信号ｒ（ｔ）は同
期検波され、式（７）で示される復調出力ｄ（をンが得
られる。

ｄ　（ｔ）−ｒ　（ｔ）　−５ｉｎωｔｓｉｎ（号比十
罎比） ＃＊　（ｖ　（ｔ　）　＋　ｎ　（ｔ　））　　　　　
（７）但し、式（７）において である。

（発明が解決しようとする課題） 上述した従来のＰＭアナログ変調通信方式では次のよう
な問題がある。

即ち、復調出力ｄ（ｔ）は、式（８）の近似によって原
信号（％）となるが、式（８）の近似があるということ
は、従来方式は、Ｓ／Ｎ　（信号対雑音比）が充分高い
場合を前提としている。

であるから、 式 （ ） 要するに、従来方式では、線形性の要求から式Ｓ／Ｎは
極めて悪くなり、移動体衛星通信への適用が困難である
という問題がある。

本発明は、このような問題に鑑みなされたもので、その
目的は、Ｃ級電力増幅器を用いて送信された信号を高い
Ｓ／Ｎで復調再生することを可能にしたＰＭアナログ変
調通信方式を提供する。ことにある。

（課題を解決するための手段） 前記目的を達成するために、本発明のＰＭアナログ変調
通信方式は次の如き構成を有する。

即ち、本発明のＰＭアナログ変調通信方式は、送信側装
置が、搬送波信号を発生する搬送波発振移相器と；　前
記搬送波発振器と前言ｄ移相器とのいずれか一方の出力
を原信号たる音声信号によって乗算変調する第１変調乗
算器と；　前記搬送波発振器と前記π／２移相器とのい
ずれか他方の出力を前記原信号の振幅レベル以下である
一定値レベルによって乗算変調する第２変調乗算器と：
　前記２つの変調乗算器の各出力を加算合成する信号合
成器と；　前記信号合成器の出力を増幅して振幅一定の
送信信号を形成するＣ級電力増幅器と：を備え、受信側
装置では、伝送路から取り込まれた受信信号の帯域外雑
音を抑圧するチャネルフィルタと；　前記チャネルフィ
ルタの出力から前記搬送波信号を抽出する搬送波再生回
路と；　前記搬送波再生回路の出力をフ移相するフ移相
器と；前記チャネルフィルタの出力を前記搬送波再生回
路の出力によって乗算復調する第１復調乗算器と；　前
記チャネルフィルタの出力を前記号移相器の出力によっ
て乗算復調する第２復調乗算器と前記第１および第２の
復調乗算器の再出力を受けてその再出力の位相から対応
する前記原音声信号を出力する変換テーブルと；　を備
えたことを特徴とするものである。

（作　用） 次に、前記の如く構成される本発明のＰＭアナログ変調
通信方式の作用を説明する。

送信側装置では、原信号たる音声信号ｖ（ｔ）、搬送波
発振器の出力たる搬送波信号をｃｏｓωｔ、第２変調乗
算器の乗算係数をＢとすると、信号合成器の出力ｓ’（
ｔ）は ｓ’　（ｔ）＝Ｂｃｏｓωｔ＋ｖ　（ｔ）ｓｉｎωｔ＝
　ｒ　ｃｏｓ（ωｔ＋φ（ｔ））　　　　　（１２）と
なる、但し、 φ（ｔ　）　＝ｔａｎ−”−”上　　　　　　　　（１
３）であり、また ハ佳≧１　−−−−−−〜−−・−−−−−一・−・−
・−−一−−−−−−−−−−（１４）である、そして
、信号合成器の出力はＣ級電力増幅器において振幅一定
の送信信号となるから、その一定振幅値をＡとすれば送
信信号５（ｔ）はｓ　（ｔ　）　＝Ａｃｏｓ（ωｔ＋φ
（ｔ）＞　　　　　　　　（１５）となる。

受信側装置では、伝送路で雑音ｎ（ｔ）の重畳されたも
のが受信されるから、受信信号ｒ（ｔ）は ｒ　　（ｔ）＝ｓ　　（ｔ）＋ｎ　　（ｔ）絢Ａｃｏｓ
（ωｔ　＋φ（ｔ　）　＋””ｌ−）　　　　　（１６
）そこで、第１復調乗算器の出力（ｒ（ｔ）の低周波成
分をＤ　、（ｔ　）、第２復調乗算・ｓｉｎωｔ）の低
周波成分を となる。

・ｃｏｓωｔ） 器の出力（ｒ（ｔ） Ｄ＋（ｔ）とすると、 Ｄ　ｒ（ｔ　）　＝　ｃｏｓ（ωｔ　＋−Ｘ）Ｄ　１（
ｔ　）　＝ｓｉｎ（ωｔ　＋−ｚ）（１７） （１８） となるので、式（１７）と同（１８）の各値の比（Ｄ　
＋（ｔ　）　／　Ｄｒ（ｔ　））を変換テーブルから出
力させる。即ち、 冊＝ｔａｎΦ（ｔ）＝ｔａｎ（φ（１）＋や１−ｔａｎ
　　φ（１）　　・ｔａｎ穴絢ｔａｎφ（ｔ）＋Ｈ （１９） 但し、ｌｎｌ／Ａ＜＜１とする。よって、式（１３）の
関係から式（１９）は復調信号であることが解る。

ここに、式（１４）から原信号は深い変調度で変調され
るから歪むことになるが、式（１９）の操作によってそ
の歪成分が除去される。即ち、無歪の信号伝送ができた
ことになる。

そして、この復調信号をｄ（ｔ）とおいて、式（１９）
に式（＋３）の関係を代入すると、ｄ（ｔ）＝Ｌム上＋
且＝ｉ（ｖ　（ｔ　）　＋：ｎ　）　　−一一一−（２
０）　　　ＡＢ となり、復調信号のＳ／Ｎは従来方式よりも（Ａ／Ｂ）
倍に改善されることになる。なお、１ｎ／Ａ（１の条件
は、高いＣ／Ｎを前提としているが、これは搬送波再生
回路を構成するフィルタを狭帯域にすることで容易に実
現できる。

く実　　施　　例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する６ 第１図は本発明の一実施例に係るＰＭアナログ変調通信
方式を示す。なお、第４図に示した従来例と同一構成部
分には同一符号名称を付してあり、以下１本発明に係る
部分を中心に説明する。

第１図において、変調乗算器２ａは、搬送波信号（ｃｏ
ｓωｔ）と一定レベル値Ｂとを乗算してＢ　ｃｏｓωｔ
なる信号を形成する。その結果、信号合成器５の出力ｓ
’（ｔ）は前記式（１２）で与えられるにこに、本発明
では、従来方式（式（２））とは異なりＢとｖ　（ｔ）
の関係は前記式（１４）で示される。つまり、従来方式
とは逆に本発明では原音声信号は、第２図（ａ）に示す
ように深い変調度で変調され、送信信号（式１５＞の変
調スペクトルは第３図（ａ）に示すように搬送波の抑圧
されたものとなる６なお、変調乗算器２ａは、増幅器ま
たは減衰器で構成される。

また、受信側装置では、復調乗算器１１と変換テーブル
１２が設けられる。復調乗算器ｊ１では、再生搬送信号
（ｃａｓωｔ）と受信信号ｒ　（ｔ）とが乗算される。

変換テーブル１２では、復調乗算器９の出力（ｒ　（ｔ
　）　・ｓｉｎωｔ）と復調乗算器（Ｉの出力（ｒ　（
ｔ　）　−ｃｏｓ＋、＋　ｔ　）を受けて復調信号ｄ（
ｔ）を出力する。

即ち、変換テーブル１２では、各復調乗算器（９゜１１
）の出力の低周波成分（式（＋７＞、同（１８））の比
が予め設定し、てあり、直ちに式（１９）で示される復
調出力ｄ、（ｔ’）が得られるようになっている。

被変調信号は変調度が深いので相当に歪成分を含むが、
変換テーブル１２によってその歪成分が除去され、無歪
の原音声信号が復調再生されることになる６ そして、復調信号のＳ／Ｎは１式（２０）から、（Ａ、
／Ｂ）倍に改善される。

なお、パイロット（搬送波）信号レベルが相当に低いの
で、再生搬送波のＣ／Ｎを高くする必要があるが、パイ
ロット信号は単純な線スペクトルであるので、パイロッ
トフィルタ８を狭帯域とすることによってＣ／Ｎを所望
値に改善できる。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明のＰＭアナログ変調通信方
式によれば、搬送波を抑圧し、その分の電力を信号成分
に振り向けるようにしたので、従来方式よりも遥かに高
いＳ／Ｎ特性を実現できる。

また、本発明では、変調度を深くするが、歪成分は変換
テーブルによって除去するようにしたので、完全に一定
振幅のＰＭアナログ変調が可能となり、０級の非線形増
幅器を用いて無歪の信号伝送が可能となる。斯くして、
移動体衛星通信への応用において、電源効率の高いＣ級
増幅器を用いて小型・軽量な移動体通信機を実現できる
、等の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るＰＭアナログ変調通信
方式の構成ブロック図２第２図は本発明方式と従来方式
とを対比して示すＰＭ動作フェーザー図、第３図は本発
明方式と従来方式とを対比して示す変調スペクトル図、
第４図は従来方式の構成ブロック図である。 １・・・・・搬送波発振器、　２ａ１４・・・・・・変
調乗算器、３．１０・・・・・２移相器、　５・・・・
・・信号合成器、６・・・・・・Ｃ級電力増幅器、　７
・・・・・・チャネルフィルタ、　８・・・・・・パイ
ロットフィルタ、　９１１・・・・・・復調乗算器、１
２−・・・・・変換テーブル。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 送信側装置が、搬送波信号を発生する搬送波発振器と；
   前記搬送波発振器の出力をπ／２移相するπ／２移相器
   と；前記搬送波発振器と前記π／２移相器とのいずれか
   一方の出力を原信号たる音声信号によって乗算変調する
   第１変調乗算器と；前記搬送波発振器と前記π／２移相
   器とのいずれか他方の出力を前記原信号の振幅レベル以
   下である一定値レベルによって乗算変調する第２変調乗
   算器と；前記２つの変調乗算器の各出力を加算合成する
   信号合成器と；前記信号合成器の出力を増幅して振幅一
   定の送信信号を形成するＣ級電力増幅器とを備え、受信
   側装置では、伝送路から取り込まれた受信信号の帯域外
   雑音を抑圧するチャネルフィルタと；前記チャネルフィ
   ルタの出力から前記搬送波信号を抽出する搬送波再生回
   路と；前記搬送波再生回路の出力をπ／２移相するπ／
   ２移相器と；前記チャネルフィルタの出力を前記搬送波
   再生回路の出力によって乗算復調する第１復調乗算器と
   ；前記チャネルフィルタの出力を前記π／２移相器の出
   力によって乗算復調する第２復調乗算器と；前記第１お
   よび第２の復調乗算器の両出力を受けてその両出力の位
   相から対応する前記原音声信号を出力する変換テーブル
   と；を備えたことを特徴とするＰＭアナログ変調通信方
   式。