JPH0325083B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はマルチパス妨害を対策するダイバーシ
テイ方式のFM受信装置、特に該装置のステレオ
分離度制御回路、高域周波数成分制御回路を制御
する回路などに用いられるレベルシフト回路、例
えば入力直流電圧に含まれたマルチパス成分の変
動の大きさに応じてコンデンサの充放電特性によ
り出力直流電圧を一定値に設定、制御するレベル
シフト回路に関する。

［従来の技術］ FMステレオ受信装置では、一般的にはアンテ
ナ及びフロントエンド、中間周波増幅・検波部、
ステレオ復調部、オーデイオ部で構成されること
が周知であり、特に、車載用FMチユーナにおい
ては車両の走行状態によりマルチパス雑音が発生
するのが知られている。

このマルチパス雑音の対策としては、その雑音
を前記中間周波増幅・検波部からのマルチパス成
分が含まれたＳメータ電圧により検出し、この電
圧に基づいて、例えば前記ステレオ復調部を制御
してモノラルとステレオとの自動切換え（ハイブ
レンド機能）を行い、これにより、前記雑音を低
減させていた。

このような雑音を低減する制御回路は直流電圧
制御回路或いはレベルシフト回路とよばれ、前記
マルチパス雑音の程度に応じて該レベルシフト回
路の出力制御電圧を下げるような動作制御を行つ
ている。

しかし、上記雑音が頻繁に発生するような場合
には、前記回路の出力制御電圧が瞬間的に低下、
即座に元の電圧に復帰して変動するために前記自
動切換えが頻繁に行われ、これにより、聴収者に
とつては受信再生音に違和感が生じていた。

そこで、従来のレベルシフト回路ではコンデン
サＣの充放電特性を利用し放電時定数により、前
記出力制御電圧の変化が緩やかになるように制御
し、上記音質の違和感を改善するようにしてい
た。

このようなレベルシフト回路が第２図に示され
ている。

第２図は直流入力電圧をレベルシフト処理する
回路の一例であり、以下にその構成を説明する。

このレベルシフト回路は、第２図に示すよう
に、第１レベルシフト回路及び第２レベルシフト
回路と、該入力電圧レベルを低下させる第１の電
流源としての電流源I₃と、その入力電圧レベルに
応じて充放電するコンデンサＣと、該コンデンサ
の放電時にそのコンデンサＣに充電電流を供給す
る第２の電流源としての電流源I₄と、で構成され
ている。

すなわち、入力端子Tiに加えられた直流電圧
Viは前記第１、第２レベルシフト回路により適
当にレベルシフトされた直流電圧Voとなされて
出力端子Toから出力され、該ViとVoとの関係が
１：１となるようにしている。

前記第１レベルシフト回路はレベルシフト手段
としてのQ₁，Q₂，Q₃のトランジスタで構成され、
前記第２レベルシフト回路はレベルシフト手段と
してのQ₄，Q₅，Q₆のトランジスタで構成されて
いる。つまり、入力される直流電圧をレベルシフ
トするレベルシフト手段は、それぞれQ₁，Q₂，
Q₃，Q₄，Q₅，Q₆である。

ここで、Q₁，Q₂，Q₄はPNPトランジスタ、
Q₃，Q₅，Q₆はNPNトランジスタであり、R₁〜
R₇は抵抗、Ｃはコンデンサ、I₁，I₂，I₅は定電流
源I₃，I₄は電流源である。

前記第１の電流源I₃は、前記レベルシフト手段
Q₃の出力側に接続された抵抗R₃を介したエミツ
タ及びQ₄の入力側ベースと、接地側と、の間に
接続され、マルチパス成分に応じた電流が流れ、
この電流によりQ₄のベース電圧を下げるもので
ある。前記第２の電流源I₄は、レベルシフト手段
Q₄の出力側に接続された抵抗R₄を介したエミツ
タ及びQ₅の入力側に接続された抵抗R₅を介した
ベースと、電源側＋Ｖと、の間に接続され、前記
コンデンサＣに必要な充電電流とQ₅のベース電
流とを供給している。

また、前記コンデンサＣは、入力電圧（Ｓメー
タ電圧）に対し充放電特性を利用することによつ
て出力電圧の制御を行うもので、その入力電圧に
含まれる交流信号のリツプル成分が入力される
と、この入力レベルに応じて充電電流（電荷）を
放電しその出力電圧を低下させるために設けられ
ている。つまり、このコンデンサＣにより、該コ
ンデンサＣの時定数とマルチパスフエージングの
同期との比によつて、そのフエージングに対する
雑音低減効果の違和感を減らすことができる。

以上の構成により、入力直流電圧Viに重畳さ
れるマルチパスの交流成分を検出し、その交流成
分の大きさに比例して前記出力端子Toから出力
される直流電圧Voを下げるように動作する。

次に、以下その回路動作を詳細に説明する。

前記PNPトランジスタQ₁のベースに静電破壊
防止用抵抗Ｒ１を介して直流電圧Viが入力され
ると、該トランジスタQ₁のエミツタ電位は該入
力直流電圧Viに対してQ₁のベース・エミツタ間
電圧V_BEQ1分だけレベルアツプする。

さらに、このレベルアツプしたVi＋V_BEQ1の電
圧が前記PNPトランジスタQ₂に入力されると、
このQ₂のエミツタ電位は、その入力された電圧
に対してV_BEQ2分、つまり、Q₂のベース・エミツ
タ間電圧分だけレベルアツプしてVi＋V_BEQ1＋
V_BEQ2となる。

すなわち、これは、定電流源I₁からPNPトラン
ジスタQ₁，Q₂のエミツタ電流とNPNトランジス
タQ₃のベース・バイアス電流とが供給されるた
めである。

従つて、上記V_BEQ1とV_BEQ2とは定電流源I₁の電
流値に依存し、通常はV_BEQ1＜V_BEQ2の関係にあ
り、これらのベース・エミツタ間電圧V_BEは次式
で求められる。

V_BE＝V_T・ln（I_E1／I_S1） V_T＝ｋ・（Ｔ／ｑ） 但し、I_E1：エミツタ電流、I_S1：逆方向飽和電
流、Ｔ：電子の電荷（1.602×10^-19C）、ｑ＝ボル
ツマン定数（1.38×10^-23J／Ｋ）である。

従つて、前記PNPトランジスタQ₁とQ₂とを比
較すると、Q₁のエミツタ電流よりも、Q₂のエミ
ツタ電流の方がかなり大きくなる。

次に、前記NPNトランジスタQ₃のエミツタ電
位は、Q₂のエミツタ電位がQ₃のベース電位とな
るため、その値はVi＋V_BEQ1＋V_BEQ2−V_BEQ3とな
る。ここで、もし定電流源I₃の電流が流れていな
ければ抵抗R₃の両端の電位差は０となる。

また、同様にしてPNPトランジスタQ₄のエミ
ツタ電位は、Vi＋V_BEQ1＋V_BEQ2−V_BEQ3＋V_BEQ4と
なる。

更に、前記電流源I₄の電流は、前記コンデンサ
Ｃを充電終了すると、抵抗R₄を介してPNPトラ
ンジスタQ₄のエミツタに図示のようにＩとして
流れる。そして、その電流I₄は抵抗R₅にも流れる
ことになるが、NPNトランジスタQ₅のhfeが大
きいためにほとんど流れない。

従つてこの結果、Q₅のベース電位V_BEQ5は、Vi
＋V_BEQ1＋V_BEQ2−V_BEQ3＋V_BEQ4＋I₄・R₄となり、
Q₅のエミツタ電位V_EQ5は、その値からV_BEQ5分だ
けレベルダウンした値、すなわちVi＋V_BEQ1＋
V_BEQ2−V_BEQ3＋V_BEQ4＋I₄.R₄−V_BEQ5となる。

これにより、出力端子Toから出力される直流
電圧Voは、NPNトランジスタQ₆を介することに
より、 Vo＝Vi＋V_BEQ1＋V_BEQ2−V_BEQ3＋V_BEQ4＋I₄
・R₄−V_BEQ5−V_BEQ6…(1) となる。ここで、前記定電流源I₁及びI₂の電流値
を等しく設定すると、前記VoとV_BEとの関係式(1)
式から、 V_BEQ2＝V_BEQ3 …(2) の関係が成立する。

また、前記電流源I₄及び定電流源I₅の電流値の
関係をI₄＜I₅となるように設定すると、 V_BEQ1＋V_BEQ4＜V_BEQ5＋V_BEQ6 …(3) の関係が成立する。

従つて、前記(1)〜(3)式に基づいて、入力電圧
Viと出力電圧Voとの関係は、第３図の実線で示
すカーブの特性になり、点線で示す理想的な特性
に対し、出力電圧Voは入力電圧Viよりもレベル
が下がつて出力される（図示のΔV）。

しかし、そのレベル差はあまり問題とならず、
図示から明らかなように入力電圧Viレベルに対
し略比例したレベルの出力電圧Voが出力される
ことになる。

尚、この種のレベルシフト回路に関連する技術
は本出願人により他に出願され、特願昭60−
105658号（特開昭61−262324号公報）、特願昭60
−42822号（特開昭61−202537号公報）、特願昭60
−37275号（特開昭61−196627号公報）、特願昭60
−65573号（特開昭61−223661号公報）に記載さ
れている。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、上述のような従来のレベルシフ
ト回路では、まず第１に、レベルシフト手段とし
て特に、前記PNPトランジスタQ₄に着目すると、
該Q₄にコンデンサＣからの過大な放電電流が流
れ込んでしまい、これにより、Q₄を損傷或いは
破壊させて回路自体を故障させてしまうという場
合があり信頼性に問題があつた。

また第２に、直流レベルシフト量が前記コンデ
ンサＣの充電電流により変化してしまうという問
題もあつた。

すなわち、前記第１については、直流レベルシ
フト機能において、前記電流源I₃は、入力交流電
圧に重畳される交流成分を検出しその電圧を電流
に変換して前記トランジスタQ₄のベース電圧を
下げて該Q₄をオンし、これにより、前記コンデ
ンサＣ充電される電荷を図示の矢印のように放電
させている。そして、放電終了後は前記第２の電
流源であるI₄により再び充電するようにコンデン
サＣに充電電流を供給している。

従つて、前記Q₄のオン時には、前記コンデン
サＣの放電後、該Q₄には放電電流Ｉが流れ、こ
の時に、瞬間的に大電流が流れ込むことになる。

このQ₄の最大定格は流入電流が１〜２ｍＡ程
度と小さいので流入される放電電流Ｉは過大電流
となつてしまう。

そこで、従来においては、放電電流Ｉは、例え
ばコンデンサＣの端子電圧をＶとすれば、Ｉ＝
Ｖ／R₄で決定されるので、電流Ｉを小さくする
には抗R₄の値を大きくする必要があつた。

しかし、コンデンサＣに対する放電時定数ｔ＝
Ｃ・R₄の関係があるため該R₄をそんなに大きく
設定することができず、このため過大電流対策が
困難であつた。このため、トランジスタQ₄を損
傷或いは破壊させてしまうという欠点があつた。

また、前記第２については、定常状態におい
て、PNPトランジスタQ₄に流入させている電流
源I₄の電流値は、第２図に示すように可変可能で
ありコンデンサＣに対する充電時定数を決定する
上で、この電流値を変化させる場合がある。

従つて、この場合には当然、そのQ₄に流入す
る電流も変化してしまうため、前記Q₅のベー
ス・エミツタ間電圧V_BEQ5もその都度変わつてし
まうことになる。このために、本来のレベルシフ
ト量が充電電流の変化により変動してしまうとい
う欠点があつた。

発明の目的 本発明は上記従来の課題に鑑み成されたもので
あり、その目的は、放電時定数を任意に設定して
も過大電流をレベルシフト用のトランジスタに流
入させずに、かつ充電電流の値が変動しても直流
レベルシフト量が一定となるレベルシフト回路を
提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために本発明のレベルシフ
ト回路によれば、電源側から所定の電源電圧が供
給され入力される直流信号の電圧レベルを所定レ
ベルシフトしてレベルシフト信号を出力するレベ
ルシフト手段と、前記レベルシフト手段の入力側
と接地側との間に接続され、前記直流信号を所定
レベル低下させるように所定の電流を前記レベル
シフト手段に供給する第１の電流供給手段と、 前記レベルシフト手段の出力側と接地側との間
に接続され、該レベルシフト手段の出力側に充電
後の放電電流を供給する充放電用コンデンサと、 前記レベルシフト手段の出力側と前記電源側に
接続され、前記充放電用コンデンサの放電後に該
コンデンサに充電電流を供給する第２の電流供給
手段と、前記レベルシフト手段の出力側と接地側
との間に接続され前記充放電コンデンサの放電時
に該コンデンサからの放電電流が所定値を越えた
時には、該放電電流を分岐し該所定値を越えない
電流値に低下させた放電分岐電流として前記レベ
ルシフト手段の出力側に供給する放電電流分岐手
段と、を有することを特徴とする。

また、本発明に係るレベルシフト回路では、前
記レベルシフト手段は、前記放電電流分岐手段の
入力側及び出力側に設けられ、NPNトランジス
タとPNPトランジスタとのいずれかで成り、前
記放電電流分岐手段は、該NPNトランジスタと、
前記レベルシフト手段の出力するレベルシフト信
号を制御するため該レベルシフト手段に制御電流
を供給する第３の電流供給手段と、から成ること
を特徴とする。

［作用］ 以上のような構成としたので本発明によれば、
前記第１の電流供給手段により前記直流信号が所
定レベルに低下した時には、前記充放電用コンデ
ンサが前記レベルシフト手段に放電電流を供給す
る。

そして、前記放電電流が過大となつた場合に
は、この過大電流を前記レベルシフト手段に入力
させずに、前記放電電流分岐手段により分岐させ
低下させて後、該レベルシフト手段に入力させ
る。

このため、そのレベルシフト手段を過大電流か
ら保護することができ、レベルシフト回路の信頼
性を向上させることができる。

また、前記第２の電流供給手段により前記コン
デンサへの充電電流値を変えても直流レベルシフ
ト量を常に一定にすることができる。

［実施例］ 以下、図面に基いて本発明の好適な実施例を説
明する。

第１図は本発明に係る過電流保護回路を有する
レベルシフト回路の一実施例であり、前述した従
来技術である第２図との同一部材には同一符号を
付し、以下説明を省略する。

本発明において特徴的なことは、放電電流分岐
手段により、レベルシフト手段に流入される充放
電用コンデンサからの過大放電電流を分流しその
電流値レベルを低減させた分岐電流として該レベ
ルシフト手段に供給することにある。

第１図において、前記コンデンサＣからの放電
過電流を低下させる放電電流分岐手段としては、
例えばNPNトランジスタQ₇及び定電流源Ioで成
り、該Q₇のコレクタは前記PNPトランジスタQ₄
のエミツタに接続されると共に、そのQ₇のエミ
ツタはGNDに接続され、また、該Q₇のベースは
該Q₄のコレクタに接続され、更にそのQ₄のコレ
クタとGND間には前記定電流源Ioが接続されて
構成されている。

従つて、前記PNPトランジスタQ₄のエミツタ
に流れる電流は、そのコレクタに接続されている
前記定電流源Ioの電流値によつて調整制御され、
決定される。

すなわち、入力された直流電圧Viは、前記Q₃
のエミツタ側でレベルシフトされた電圧V_Eとな
り、前記電流源I₃の電流は、例えばマルチパス成
分などの交流信号により変動するものである。

ここで、その交流信号が加わらない時には、前
記電圧V_EはそのままNPNトランジスタQ₄のベー
ス電圧になり、次段のレベルシフト回路に伝達さ
れ出力電圧Voとなる。

次に、もし前記交流信号が加わつた時には、電
流Ｉが抵抗R₃を介して流れ、PNPトランジスタ
Q₄のベース電圧V_B1は、 V_B1＝（V_E）−Ｉ・R₃ となり、前記Q₄のベースバイアス電圧が下がり
該Q₄はオン状態となる。

この結果、前記電流源I₄によりコンデンサＣに
充電されていた電荷は抵抗R₄を通じて放電され、
該コンデンサＣの端子電圧が下がり、これによつ
て、出力電圧Voも下がることになる。

そして、放電が終わると充電電流I₄が前記コン
デンサＣに流れ込み、再び元の電圧に復帰するこ
とになる。

以上のことから、前述したように前記Q₄のベ
ース電圧が下がつて該Q₄がオンすると、前記コ
ンデンサＣに充電されていた電荷は放電され、第
１図に示すように、この放電電流Ｉは、前記トラ
ンジスタQ₄とQ₇とで分流される。

すなわち、前記Q₄には、前記定電流源Ioで決
定される電流のみが流れ、その電流値以上の過大
電流は前記Q₇によりバイパスして流れ込むよう
になる。

従つて、本実施例によれば、最大定格電流の小
さな前記PNPトランジスタQ₄に比し、バイパス
用の前記NPNトランジスタQ₇は、上記の過大電
流に対して十分耐え得る最大定格の大きなものが
選択可能となる。

また、前記コンデンサＣに充電作用する前記電
流源I₄による充電電流がたとえ変化することにな
つても、前記定電流源Ioにより、前記Q₄に流れ
る電流値が一定値になり、これにより該Q₄のベ
ース・エミツタ間電圧V_BEQ5は常に一定にするこ
とができる。

つまり、もし上記の充電電流値が前記定電流源
Ioの電流よりも大きい場合には、（I₄−Io）に基
づいた電流値が前記Q₇に流れるようになり、こ
のために、直流レベルシフト量は上記電流値の変
化とは無関係に一定となる。

以上のように、本実施例のレベルシフト回路に
おいては、前記Q₄はコンデンサＣからの過電流
による損傷、破壊などから確実に防止され、かつ
充電電流の変動に対しても安定な直流レベルシフ
ト量を得ることが可能となる。

［発明の効果］ 以上のようにして、本発明に係るレベルシフト
回路によれば、放電時定数を任意に設定しても、
過大電流を前記放電電流分岐手段により分岐し、
分流させるので十分低減させてから前記レベルシ
フト手段に供給するので、従来に比し過大電流に
よる回路の信頼性を向上させることができ、か
つ、充電電流値が変化しても直流レベルシフト量
の変動を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係るレベルシフト回路の回
路図、第２図及び第３図は従来のレベルシフト回
路の回路図及び特性図である。 Ti……入力端子、To……出力端子、Vi……入
力直流電圧、Vo……出力電流電圧、R₁〜R₇……
抵抗、Ｃ……コンデンサ、I₁，I₂，I₅，Io……定
電流源、I₃，I₄、……電流源、Q₁，Q₂，Q₄……
PNPトランジスタ、Q₃，Q₅，Q₆，Q₇……NPN
トランジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電源側から所定の電源電圧が供給され入力さ
   れる直流信号の電圧レベルを所定レベルシフトし
   てレベルシフト信号を出力するレベルシフト手段
   と、 前記レベルシフト手段の入力側と接地側との間
   に接続され、前記直流信号を所定レベル低下させ
   るように所定の電流を前記レベルシフト手段に供
   給する第１の電流供給手段と、 前記レベルシフト手段の出力側と接地側との間
   に接続され、該レベルシフト手段の出力側に充電
   後の放電電流を供給する充放電用コンデンサと、 前記レベルシフト手段の出力側と前記電源側に
   接続され、前記充放電用コンデンサの放電後に該
   コンデンサに充電電流を供給する第２の電流供給
   手段と、を有し、 前記第１の電流供給手段により前記直流信号が
   所定レベルに低下した時には、前記充放電用コン
   デンサが前記レベルシフト手段に放電電流を供給
   するレベルシフト回路において、 前記レベルシフト手段の出力側と接地側との間
   に接続され前記充放電コンデンサの放電時に該コ
   ンデンサからの放電電流が所定値を越えた時に
   は、該放電電流を分岐して該所定値を越えない電
   流値に低下させた放電分岐電流として前記レベル
   シフト手段の出力側に供給する放電電流分岐手段
   を有することを特徴とするレベルシフト回路。 ２ 特許請求の範囲１記載のレベルシフト回路に
   おいて、 前記レベルシフト手段は、前記放電電流分岐手
   段の入力側及び出力側に設けられ、NPNトラン
   ジスタとPNPトランジスタとのいずれかで成り、 前記放電電流分岐手段は、NPNトランジスタ
   と、前記レベルシフト手段の出力するレベルシフ
   ト信号を制御するために該レベルシフト手段に制
   御電流を供給する第３の電流供給手段と、から成
   ることを特徴とするレベルシフト回路。