JPH0695715B2

JPH0695715B2 - Ｄｃ電圧供給回路

Info

Publication number: JPH0695715B2
Application number: JP14974984A
Authority: JP
Inventors: ジヤン、クロード、カイル
Original assignee: トムソン−セ−エスエフ
Priority date: 1983-07-22
Filing date: 1984-07-20
Publication date: 1994-11-24
Anticipated expiration: 2009-11-24
Also published as: FR2549667B1; US4639551A; JPS6042973A; DE3468296D1; EP0135412B1; EP0135412A1; FR2549667A1

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は電話機用の調整電圧供給回路に係り、特にAC電
圧信号、伝送線からエネルギー供給を受けかつ定インピ
ーダンスを有するDC電圧供給回路に関する。

この回路はより詳細には加入者電話機に適用されるもの
で、この加入者電話機は電話線からAC信号〔電鈴信号
（ringing signal）又は通話信号（speech signal）〕
を受け、このAC信号から時おり（電鈴時）エネルギーを
取り込む。このエネルギーはまた、ある波形の（通話中
の）DC信号によっても与えられる。

〔従来技術およびその問題点〕

一例として、加入者電話機は電話ベルのためのDC電圧供
給回路を含むことができる。第１図はこの回路を最も簡
単に示した回路図である。図示の如くDC電圧供給回路は
２個の入力端子A,Bを介して図示しない電話線に接続さ
れており、減結合キャパシタ10と、整流ブリッジ12と、
直列抵抗14と、ツェナーダイオード16および平滑キャパ
シタ18を並列に接続して形成される電圧調整装置とを含
んでいる。この電力供給回路の出力電圧Vsは２個の出力
端子C,Dより取り出され、この端子C,Dの間には互いに並
列に接続されたキャパシタ18とツェナーダイオード16が
配置されている。

第１図の回路において、抵抗14は電話線のインピーダン
スとマッチングするよう機能する。

電話ネットワークにおいては、特に電話線から見た加入
者電話機のインピーダンスが一定でありかついかなる信
号の歪みも持ち込まないような仕様が要求されるかもし
れない。電鈴の段階では、大振幅AC信号がブリッジ整流
器の入力に与えられる。この入力電圧が絶対値において
出力電圧Vs（ツェナーダイオードにより制限される）よ
りも大きい場合には、その間は全てがうまくいく。すな
わち、入力端子A,Bから見たインピーダンスは抵抗14と
キャパシタ10の値に実質的に等しくなる。しかし、この
入力電圧が絶対値においてVs以下に低下した場合には、
整流ブリッジは逆方向に分極し（ブリッジのダイオード
の全てに逆方向分極が現れ）、入力端子A,Bから見たイ
ンピーダンスが急に非常に高くなる。従って、インピー
ダンスの急激な変化（不連続）はこの入力電圧の半サイ
クルごとに生じ、これは電話ネットワークの仕様には受
け入れられない（このインピーダンスの不連続は電話線
によって伝達される電流の不連続を招き、かつネットワ
ークの全体で混信の原因となる可聴な高周波周波数の不
連続を招く）。

他の例においては、ある加入者電話機はマイクロプロセ
ッサを持っており、これには電話線を介していくつかの
電圧値のDC電圧が供給されている。しかし、上記の例と
は異なって、この場合には電鈴の段階ではなく通話の段
階に電力が供給される。この電圧は第２図で簡単に示し
た電力供給回路から得ることができる。この回路はダイ
オードブリッジを介して図示しない電話線に接続された
入力端子E,Fと、端子E,Fの間で電流源22に直列に設けら
れたダイオード20と、このダイオード20のアノードおよ
びカソードにそれぞれエミッタとベースが接続されたPN
Pトランジスタ24と、このPNPトランジスタ24のコレクタ
とアースの間に設けられたツェナーダイオード26と、ツ
ェナーダイオード26に並列に設けられた平滑キャパシタ
28と、ツェナーダイオード26の両端に接続されマイクロ
プロセッサに電力を供給するためのDC電圧Vsを与える出
力端子G,Hとを含んでいる。ここでは電力供給によって
消費される電流が一定になり、かつその電流はこれを一
定するための電流源22および電流ミラー20,24の関数と
なるよう設計する。ここで再び、電話線上に現れかつDC
成分に上乗せされたAC通話信号がDC電圧Vs以下に低下す
るときは、トランジスタ24は飽和し、その結果電話線に
おける電流にも、また電圧供給回路の入力から見たACイ
ンピーダンスにも急な不連続が現れる。

これらの不連続は電話線上で伝達され受信された信号
の、大きくかつ認容できない歪みを招く。

今までに提案された上記欠点の解決法は、出力電圧Vsを
わずかに越えて選択される基準電圧Vref以下に入力電圧
が低下する瞬間から、付加的な電流源ないしインピーダ
ンスを動作状態にするために、スイッチされたインピー
ダンスないしスイッチされた電流源を備えることにあ
る。これらの解決法は第３図および第４図に示されてい
る。第３図の回路は第１図の回路を改良したものであ
り、第４図の回路は第２図の回路を改良したものであ
る。

第３図の回路では第１図の回路に次の構成要素が付加さ
れている。すなわち２個のスイッチ30,32と、抵抗34
と、２個のスイッチ30,32を逆相で制御するコンパレー
タ（差動増幅器）36とである。

ブリッジ整流器の出力電圧Vaが回路の出力電圧Vsよりも
わずかに高く設定された基準電圧Vrefよりも高い限り、
スイッチ30は閉になりスイッチ32は開になる。その結
果、第３図の回路は第１図の回路と同じになる。電圧Va
がVref以下に低下し、そして更にVs以下に低下したとき
には、コンパレータ36はスイッチ32を閉にしスイッチ30
を開にする。その結果、回路の入力側からみたインピー
ダンスは一定値（インピーダンス14と等しく設定された
インピーダンス34の値）に保たれる。

同様にして第４図に示すように、電流源のスイッチング
は入力電圧Veが出力電圧Vsよりもわずかに高く設定され
た基準電圧Vref以下に低下したときに得られる。その結
果、回路の入力側から見ると、消費電流はVeがVs以下に
低下したときにも不連続を生じることなく一定に保つこ
とができる。

実際には、第３図および第４図に示す回路は次の如き２
つのタイプの欠点がある。

第１の欠点は、上記の付加的なインピーダンスないし付
加的な電流源を動作状態にすると、電流を大地に通じて
エネルギーが失なわれることになるので、電力供給の効
率が低下してしまうということである。Vrefの値がVsの
値から離れるにつれてこの効率は低下するので、スイッ
チングはより頻繁に行なわれることになる。現状では回
路の動作状態を一定のものにするために、VrefとVsの差
を一定に保つことが必要である。

第２の欠点は、スイッチングの際に、特にスイッチの閉
時間および開時間が部分的に重なることと、スイッチさ
れた電流源およびインピーダンスの不完全な共働とによ
って一定の歪みが生じ、これが残るということである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上記課題を解決するための手段として、AC信号
を運ぶラインに接続され、低電位側の端子（Ｍ）が接地
されている入力端子（L,M）を有し、この入力端子（L,
M）に印加される電圧（Va）の入力に基いて電流を出力
する電流調整器と、前記電流調整器の出力側に入力側が
接続され、この電流調整器の出力電流を入力電流として
出力端子（P,M）からDC電圧（Vs）を出力する電圧調整
器（50,52）と、を備えたDC電圧供給回路であって、前
記電流調整器は、高電位側の端子（Ｌ）に各一端側が接
続された第1,第２の抵抗（R₁,R₂）と、前記第１の抵抗
（R₁）の他端側に一端側が接続され、他端側から前記電
圧調整器（50,52）に電流を出力する第１のトランジス
タ（T₁）と、前記第２の抵抗（R₂）の他端側に一端側が
接続されると共に他端側が前記低電位側の端子（Ｍ）に
接続され、前記第１のトランジスタ（T₁）から前記電圧
調整器（50,52）へ出力される電流の基準値を設定する
基準値設定手段（54,Z）と、前記第１の抵抗（R₁）の他
端側に一端側が接続され、前記第１の抵抗（R₁）から分
流される電流を他端側から出力する第２のトランジスタ
（T₂）と、前記第1,第２の抵抗（R₁,R₂）の各他端側に
おける電位レベル信号を入力し、これら両者の差を示す
偏差信号を前記第1,第２のトランジスタ（T₁,T₂）のベ
ース部に出力する差動増幅器（AD）と、前記電圧（Va）
の低下に起因して発生する前記電流調整器の飽和状態を
検出し、その飽和の度合いに応じて増大する飽和信号を
出力する飽和検出手段（56）と、前記飽和検出手段（5
6）からの飽和信号を入力するベース部を有し、前記第
２のトランジスタ（T₂）から入力した電流を接地側に出
力する第３のトランジスタ（T₃）と、を含んで成り、前
記電流調整器（R₁,R₂,54,Z,AD,T₁,T₂,T₃,56）が前記電
圧調整器（50,52）に電流を出力できなくなるほどに前
記電圧（Va）が低下して前記飽和状態を生じた場合に、
前記飽和検出手段（56）がその飽和状態を検出し、前記
第１の抵抗（R₁）から出力される電流を、その飽和の度
合いに応じて、前記第2,第３のトランジスタ（T₂,T₃）
を介して接地側へ分流させるようにしたこと、を特徴と
するものである。

〔作用〕

上記構成において、入力端子（L,M）に印加される電圧
（Va）が充分に高い場合、差動増幅器（AD）は、第１の
抵抗（R₁）の他端側における電位と第２の抵抗（R₂）の
他端側における電位との差に応じた偏差信号を出力す
る。

したがって、第1,第２のトランジスタ（T₁,T₂）の導通
度は、この偏差信号により制御される。この場合、電流
調整器は飽和状態になっておらず、飽和検出手段（56）
は飽和信号を出力していないので、第３のトランジスタ
（T₃）はオフ状態となっている。そのため、第１の抵抗
（R₁）から出力される電流は全て第１のトランジスタ
（T₁）を通って電圧調整器（54,Z）へ供給され、この電
流が第2,第３のトランジスタ（T₂,T₃）を介して接地側
へ分流されることはない。

しかし、電圧（Va）が低下し、電圧（Vs）に接近してく
ると、差動増幅器（AD）から出力される偏差信号が大き
く増大するにもかかわらず、第１の抵抗（R₁）から第１
のトランジスタ（T₁）を通って電圧調整器（54,Z）へ供
給される電流は次第に減少する。このような状態を電流
調整器の「飽和状態」と称する。

この場合、飽和検出段（56）は、この飽和状態を検出し
てその飽和の度合いに応じた飽和信号を第３のトランジ
スタ（T₃）のベース部へ出力する。これにより、第３の
トランジスタ（T₃）の導通度が増加するので、第１の抵
抗（R₁）から流出する電流の一部が第2,第３のトランジ
スタ（T₂,T₃）を通って接地側へ分流される。この接地
側へ分流される電流は、電圧（Va）が低下し電流調整器
の飽和の度合いが大きくなるにつれて増加する。そし
て、電圧（Va）がさらに低下し、第１のトランジスタ
（T₁）の導通が完全に失われた段階では、第１の抵抗
（R₁）から流出する電流は全て第2,第３のトランジスタ
（T₂,T₃）を通って接地側へ流れることになる。

このように、電圧（Va）の変動にかかわらず、常に一定
の電流が消費されることになるため、AC信号を運ぶライ
ン側から電流調整器側を見た場合のインピーダンスも一
定となる。そして、第３のトランジスタ（T₃）の導通度
は、電流調整器の飽和の度合に応じて漸次増加していく
ようになっている。したがって、接地側への分流動作
も、スイッチング等の急な切換により行なわれるのでは
なく、漸次行なわれることになるので、ライン側のAC信
号に歪みが発生するのを回避することができ、前記の第
２の欠点を除去することができる。

また、第１のトランジスタ（T₁）による電圧調整器（5
0,52）への電流供給、及び第2,第３のトランジスタ
（T₂,T₃）による接地側への分流動作の双方を、１台の
電流調整器で漸進的（progressive）に行なうことがで
きるので、電流消費を抑制でき、第１の欠点を除去する
ことができる。

〔発明の実施例〕

第５図は本発明に係る電力供給回路のブロック図であ
る。第５図に示す入力端子L,Mは、電話ベルに電力を供
給する場合には第１図および第３図のブリッジ整流器の
出力に対応させることができる。また例えばマイクロプ
ロセッサ回路に電力を供給する場合には、ダイオードブ
リッジを介して電話線に接続された第２図および第４図
に示す端子E,Fに対応させることができる。これら端子
間の電圧Vaは電鈴信号ないし通話信号であるAC信号と、
まれに現れる通話モードでのDC成分との組合せである。
出力端子は符号P,Mで示され、出力端子Ｍは低電位側の
入力端子および大地に共通接続されている。端子P,M間
の出力電圧Vsは電圧調整器の出力端子で調整されかつ平
滑化された電圧であり、この電圧調整器は第１図および
第４図に示すように互いに並列に設けられたツェナーダ
イオード50と平滑キャパシタ52を有している。

互いに並列接続されたツェナーダイオード50および平滑
キャパシタ52と端子Ｌとの間には、互いに直列接続され
た抵抗R1とNPNトランジスタT1が設けられている。

トランジスタT1のベースは差動増幅器ADの出力によって
制御され、差動増幅器ADの一方の入力端子は抵抗R1およ
びトランジスタT1のコレクタの接続点に接続されてい
る。また差動増幅器ADの他方の入力端子は抵抗R2を介し
て端子Ｌに接続され、かつインピーダンスＺないし電流
源54を介して接地された端子Ｍにも接続されている。こ
のインピーダンスＺおよび電流源54は図中では点線で示
されており、電力供給回路の使い方に応じていずれか一
方が用いられる。すなわち、電話ベルに電力を供給する
ときはインピーダンスＺを用いることができ、マイクロ
プロセッサに電力を供給するときは電流源54を用いるこ
とができる。

差動増幅器ADと、インピーダンスブリッジR2,Zないし抵
抗R2および電流源54よりなる回路と、抵抗R₁と、第1,第
2,第３のトランジスタT₁,T₂,T₃とでひとつの電流調整器
が形成される。この電流調整器は、トランジスタT1を制
御して、抵抗R1において、従ってトランジスタT1におい
て、そして、電圧調整器（50,52）において、所定の電
流値を維持する。この電流値は、抵抗R1における電圧降
下が抵抗R2における電圧降下と等しくなるような値であ
る。

実際、この電流調整器は、電流源54が抵抗R₂に接続され
ている場合、電流調整機能を効果的に発揮する。もし、
インピダンスＺが抵抗R₂の代わりに用いられると、上記
の電流調整器は、また、トランジスタT₁における電流の
調整器として機能する。しかし、この電流調整器は、電
流を一定に維持するというよりも、むしろ、電流を調整
する機能を有するものである。つまり、電力供給回路の
入力側から見ると、この回路のインピダンスは一定に見
えるのである。

しかしながら、トランジスタT1すなわち差動増幅器ADが
電流を制御するトランジスタが飽和し、抵抗R1における
電流が不十分でかつ電流調整器によってはもう制御され
ない値に低下するということがないときには、エネルギ
ーを分配するラインの電圧Vaが出力電圧Vsと、抵抗R1に
おける通常の電圧降下と、トランジスタT1を導通させる
のに必要な電圧との合計よりも大きいということだけ
で、これまで説明したような構成のみによって電流調整
器として機能させることができる。

そして、第５図では、直列に接続された第２のNPNトラ
ンジスタT2と第３のNPNトランジスタT3が設けられてお
り、これらは電圧調整器およびトランジスタT1を直列に
接続した回路とは並列に設けられている。トランジスタ
T1,T2のコレクタは互いに共通接続され、トランジスタT
3のエミッタはアースされている。

トランジスタT2のベースは差動増幅器ADの出力によって
制御される。

トランジスタT3のベースは飽和検出器56によって制御さ
れており、この飽和検出器56は電流調整器の飽和状態
（従って差動増幅器ADにより状態を制御するトランジス
タT1の飽和状態）に応じて漸進的に（progressiveに）
増大する制御電流を供給する機能を持っている。

この飽和検出器56は差動増幅器ADに接続されたものとし
て示されているが、実際には飽和状態になったことの検
出は、どちらかと言えばトランジスタT1を制御する差動
増幅器ADの出力段のレベルによってなされる。

飽和の傾向が現れるときはトランジスタT3はしだいに導
通していき、かつトランジスタT2はトランジスタT1に対
するものと同じ出力によって制御されるので、アースの
方向に電流が流れる際にトランジスタT2がしだいにトラ
ンジスタT1の役割を引き継いでいくようになる。なお上
記のアースの方向に流れる電流は、VaがVs以下に低下す
るにもかかわらず抵抗R1における電圧降下が抵抗R2にお
ける電圧降下にずっと等しいままに保たれるようにする
ために、抵抗R1において流されるべきものである。

この徐々になされる役割の引き継ぎは電流あるいはイン
ピーダンスのどのような不連続も防ぎ、それ故それまで
そこにあった歪みが最小限に抑えられる。

第６図には実施例の詳細な回路図の一例が示されてい
る。第６図において、端子L,M,P、抵抗R1,R2、ツェナー
ダイオード50、平滑キャパシタ52、電流源54、インピー
ダンスＺ、トランジスタT1,T2,T3は第５図に示すものと
同じものであり、全く同じように接続されている。

差動増幅器ADは図中で点線により囲んだ標準差動段と、
PNPトランジスタT4により形成される出力段とを含んで
いる。このトランジスタT4のベースは標準差動段の出力
S1により制御され、エミッタは端子Ｌに接続され、コレ
クタは差動増幅器ADの出力Ｓ′１を形成している。また
差動増幅器ADの出力は直接にトランジスタT1,T2のベー
スを制御している。トランジスタT1より以前に、最初に
飽和しがちなのは、このトランジスタT4である。

第５図に示す飽和検出器56はPNP出力トランジスタT4の
コレクタのまわりに形成された反応和リングと、NPNト
ランジスタT5とによって形成される。このNPNトランジ
スタT5のベースは反飽和リングに接続され、エミッタは
トランジスタT4の飽和に従ってトランジスタT3の導通を
制御するようにトランジスタT3のベースに接続されてい
る。またトランジスタT2のコレクタは抵抗R1とトランジ
スタT1の接続点に接続されている。

この反飽和リングは具体的には、トランジスタT4のコレ
クタと同じ導電型の半導体リングであり、このコレクタ
を狭い幅で完全に囲んでいる。しかし、反飽和リングは
コレクタとは逆の導電型の狭い半導体領域によってこの
コレクタから分離されている。その結果、主トランジス
タが飽和するときにバイアスされる寄生トランジスタ
が、コレクタと反飽和リングの間に形成される。この寄
生トランジスタは飽和が進むほど大きくなる電流をその
コレクタから出力する。従って反飽和リングによってト
ランジスタT4の飽和を容易に検出することが可能にな
る。第６図の下の部分にはトランジスタT4に置き換わる
個々のトランジスタが示されている。

トランジスタT5はこの飽和検出電流を増幅し、それによ
ってトランジスタT3のベースを制御する。

第７図は本発明の変形例の回路図である。下記に示す第
６図の回路の構成要素は、その型および接続関係を変え
ずに第７図の回路に用いられている。すなわちその構成
要素とは、電圧調整器50,52と、制御トランジスタT1
と、トランジスタT1において固定された電流を測定する
ために生成された電圧降下を明確にするための抵抗R1
と、トランジスタT1と同時に制御される補助のトランジ
スタT2と、トランジスタT2と接続されてアースへの電流
通路を形成するトランジスタT3と、NPNトランジスタT4
である。なおこのNPNトランジスタT4は電流調整器の飽
和を検出するひとつのやり方として、トランジスタT4の
コレクタのまわりに設けられた反飽和リングと、トラン
ジスタT3のベースを制御する増幅トランジスタT5と共に
電流調整器の出力段を形成する。

電流調整器は出力段トランジスタT4を除いて変形される
だけである。すなわち電流調整器は互いに直列に接続さ
れた抵抗R2と、PNPトランジスタT6と、電流源54からな
る回路を端子Ｌと端子Ｍの間に有している。

出力段トランジスタT4のベースはトランジスタT6のコレ
クタおよび電流源54の接続点に接続されている。また抵
抗R1およびトランジスタT1の接続点はダイオード60を介
してトランジスタT6のベースに接続され、トランジスタ
T6のベースは電流源62を介してアースされている。

電流源54,62は望ましくは互いに同等であり、ダイオー
ド60およびトランジスタT6のエミッタ・ベース接続にお
いて同じだけの電圧降下を起こすようにした方がよく、
また同じ型のトランジスタにより形成することが望まし
い。

この結果抵抗R1,R2における電圧降下は同じになり、電
圧降下を同一にするための電流を引くためにトランジス
タT4を介してトランジスタT1が動作させられる。この引
かれた電流は固定されており、その値は抵抗R1,R2の比
に依存している。

トランジスタT4が飽和するときには、出力電圧Vsを低下
させないで抵抗R1における電圧降下を保つのに必要なだ
けの電流を流すのはトランジスタT2である。このように
電流を脇へそらすことは可能である。なぜならトランジ
スタT3は反飽和リングによって導通させられるように作
られているからである。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図は従来装置の回路図、第５図は本発明
に係る電力供給回路のブロック図、第６図は本発明の実
施例の詳細な回路図、第７図は本発明の他の実施例の詳
細な回路図である。 T1,T2,T3,T5……NPNトランジスタ、T4,T6……PNPトラン
ジスタ、50……ツェナーダイオード、52……平滑キャパ
シタ、54,62……電流源、56……飽和検出器、AD……差
動増幅器、R1,R2……抵抗、Ｚ……インピーダンス。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】AC信号を運ぶラインに接続され、低電位側
の端子（Ｍ）が接地されている入力端子（L,M）を有
し、この入力端子（L,M）に印加される電圧（Va）の入
力に基いて電流を出力する電流調整器と、前記電流調整器の出力側に入力側が接続され、この電流
調整器の出力電流を入力電流として出力端子（P,M）か
らDC電圧（Vs）を出力する電圧調整器（50,52）と、を備えたDC電圧供給回路であって、前記電流調整器は、高電位側の端子（Ｌ）に各一端側が接続された第1,第２
の抵抗（R₁,R₂）と、前記第１の抵抗（R₁）の他端側に一端側が接続され、他
端側から前記電圧調整器（50,52）に電流を出力する第
１のトランジスタ（T₁）と、前記第２の抵抗（R₂）の他端側に一端側が接続されると
共に他端側が前記低電位側の端子（Ｍ）に接続され、前
記第１のトランジスタ（T₁）から前記電圧調整器（50,5
2）へ出力される電流の基準値を設定する基準値設定手
段（54,Z）と、前記第１の抵抗（R₁）の他端側に一端側が接続され、前
記第１の抵抗（R₁）から分流される電流を他端側から出
力する第２のトランジスタ（T₂）と、前記第1,第２の抵抗（R₁,R₂）の各他端側における電位
レベル信号を入力し、これら両者の差を示す偏差信号を
前記第1,第２のトランジスタ（T₁,T₂）のベース部に出
力する差動増幅器（AD）と、前記電圧（Va）の低下に起因して発生する前記電流調整
器の飽和状態を検出し、その飽和の度合いに応じて増大
する飽和信号を出力する飽和検出手段（56）と、前記飽和検出手段（56）からの飽和信号を入力するベー
ス部を有し、前記第２のトランジスタ（T₂）から入力し
た電流を接地側に出力する第３のトランジスタ（T₃）
と、を含んで成り、前記電流調整器（R₁,R₂,54,Z,AD,T₁,T₂,T₃,56）が前記
電圧調整器（50,52）に電流を出力できなくなるほどに
前記電圧（Va）が低下して前記飽和状態を生じた場合
に、前記飽和検出手段（56）がその飽和状態を検出し、
前記第１の抵抗（R₁）から出力される電流を、その飽和
の度合いに応じて、前記第2,第３のトランジスタ（T₂,T
₃）を介して接地側へ分流させるようにしたこと、を特徴とするDC電圧供給回路。
【請求項２】特許請求の範囲第１項記載のDC電圧供給回
路において、前記差動増幅器（AD）は、前記偏差信号の出力部となる
第４のトランジスタ（T₄）を有しており、この第４のト
ランジスタ（T₄）は、信号の出力側となるコレクタ部が
前記第１のトランジスタ（T₁）のベース部に接続されて
いると共に、このコレクタ部には、前記飽和検出手段
（56）の一部を形成する反飽和リングが設けられている
こと、を特徴とするDC電圧供給回路。
【請求項３】特許請求の範囲第２項記載のDC電圧供給回
路において、前記飽和検出手段（56）は、前記反飽和リングと、前記
反飽和リングに接続されたベース部を有する第５のトラ
ンジスタ（T₅）とにより形成され、この第５のトランジ
スタ（T₅）は、その入力側であるコレクタ部が前記第1,
第２のトランジスタ（T₁,T₂）の一端側に接続されると
共に、その出力側であるエミッタ部が前記第３のトラン
ジスタのベース部に接続されるものである、ことを特徴とするDC電圧供給回路。