JPH03239568A

JPH03239568A - 誘導性負荷駆動回路

Info

Publication number: JPH03239568A
Application number: JP3514490A
Authority: JP
Inventors: Makoto Taroumaru; 眞太郎丸
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1990-02-15
Filing date: 1990-02-15
Publication date: 1991-10-25

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、電磁ソレノイド、ワイヤドツトプリンタヘッ
ド、リレー等の直流電源により駆動される誘導性負荷駆
動回路に関するものである。

従来の技術電磁ソレノイド、ワイヤドツトプリンタヘッド、リレー
等の誘導性負荷を直流電源で駆動する場合、誘導性負荷
と直列にトランジスタ等のスイッチング素子を接続し、
誘導性負荷の電流を断続する構成の回路が一般的である
。また、誘導性負荷は通電時の電流がエネルギーとして
誘導性負荷に蓄積されており、誘導性負荷に流れる電流
を強制的に零にすれば、誘導性負荷の両端には自己誘導
作用により高電圧が発生し、スイッチング素子を破壊に
至らしめる恐れがあるため、スイッチング素子がターン
オフＪる時に逆起電力を消費したり、あるいは電源側に
帰すための回路が必要である。

以上のような従来の誘導性負荷駆動回路は第２図および
第３図に示すような構成であった。第２図は一般的な従
来の誘導性負荷駆動回路である。

第２図において、１は電圧Ｖの直流電源、２は誘導性負
荷、３はスイッチング素子でトランジスタ等が用いられ
る。４は整流素子であり、通常半導体ダイオードが用い
られる。次に動作を説明する。

まず、スイッチング素子がターンオンすると直流電源１
、誘導性負荷２、スイッチング素子３によって構成され
る回路に電流が流れ、誘導性負荷２の電流ｉは第４図（
ａ）に示すように漸次増加する。次にスイッチング素子
３がターンオフすると、誘導性負荷２、整流素子４によ
り構成される閉路を電流が循環し、整流素子４の順方向
電圧降下と誘導性負荷２の順抵抗分でエネルギーを消費
し、誘導性負荷２の電流ｉは第４図（ａ）に示すように
漸次減少する。また高速駆動用の回路として第３図に示
す回路が用いられている。第３図において１は電圧Ｖの
直流電源、２は誘導性負荷、３１および３２はスイッチ
ング素子でトランジスタ等が用いられる。４および９は
整流素子であり、通常半導体ダイオードが用いられる。

８は定電圧ダイオードである。次に動作を説明する。ま
ず、スイッチング素子３１．３２がターンオンすると直
流電源１、スイッチング素子３２、誘導性負荷２、スイ
ッチング素子３１によって構成される閉路に電流が流れ
、誘導性負荷２の電流ｉは第４図（、ｂ〉に示すように
第４図（ａ）と全く同様に漸次増加する。次にスイッチ
ング素子３１および３２がターンオフすると、今度は誘
導性負荷２、整流素子４、定電圧ダイオード８、および
直流電源１、整流素子９により構成される閉路を電流が
循環し、誘導性負荷２に蓄積されたエネルギーは一部が
定電圧ダイオード８での損失となり、残りの大半は直流
電源ｌに回生される。従って、ターンオフ時の誘導性負
荷２の単位時間あたりの放出エネルギー、すなわち電力
は、整流素子４．８の順方向電圧降下をＶｄ　、誘導性
負荷２の順抵抗分をＲ１定電圧ダイオード８の降伏電圧
をＶｚとおけば、第２図の回路では、（Ｖｄ＋Ｒ−ｉ）
ｉ　　に対し、第３図の回路では（ｖｄ＋Ｒ−１＋ＶＺ
十ｖ）ｉと大きく、誘導性負荷２に蓄積されたエネルギ
ーは第２図に示す回路よりも短時間で減少する。ゆえに
誘導性負荷２の電流ｉも第４図（ｂ）に示すように第４
図（ａ）に示す特性に比べ短時間で減少する。

発明が解決しようとする問題点しかしながら上記の従来の構成では、第２図の回路では
電流の減少に要する時間が長く、ワイヤドツトプリンタ
ヘッド等の高速駆動には不向きであり、かつ誘導性負荷
２に蓄積されたエネルギーが、誘導性負荷と整流素子４
で全て熱として消費されるため、効率が悪い。また、第
３図に示すような回路の場合、スイッチング素子を数多
く必要とし、さらにこのような誘導性負荷を駆動する場
合は比較的大電流を扱うことが多く、スイッチング素子
も大型のものが要求され、装置全体が大型化するととも
に高価になるという問題点があった。

問題点を解決するための手段本発明は上記問題点を解決するため、スイッチング素子
のターンオフ時に、誘導性負荷に蓄積されたエネルギー
によって充電されるコンデンサと、コンデンサが充電中
であるか否かを判定する充電検出器と、充電検出器の出
力によってコンデンサから直流電源への回生電流を制御
する電流制御素子とを有する。

作用本発明は上記した構成により、誘導性負荷に蓄積された
エネルギーは一部コンデンサに充電され、コンデンサの
非充電中に電流制御素子を通して直流電源に回生され効
率良くかつ誘導性負荷の電流を速く立下るように減少さ
せることができる。

実施例第１図は本発明の一実施例における誘導性負荷駆動回路
の回路図である。第１図において１は電圧Ｖの直流電源
、２．２１は誘導性負荷、３．３１はスイッチング素子
であり、誘導性負荷２のオン、オフを行うもので、トラ
ンジスタ等が用いられる。４．４１．９１．９２．９３
は整流素子であり、半導体ダイオードが用いら都る。５
はコンデンサ、６はトランジスタで、電流制御を行う。

７は誤差増幅器で非反転入力端子７０１、反転入力端子
７０２、および出力端子７０３を有し、非反転入力端子
７０１と反転入力端子７０２の電位差を増幅し、トラン
ジスタ６を制御する。７１は抵抗器、７２は降伏電圧が
Ｖｚの定電圧ダイオードで抵抗器７１によって供給され
る電流により、一定の電圧を発生させる。７３および７
４はそれぞれ抵抗値がＲ７３、Ｒ７４の抵抗器でコンデ
ンサ５の電圧を分圧して、誤差増幅器７の非反転入力端
子７０１に入力される。１０は電圧比較器で、反転入力
端子１０１、非反転入力端子１０２、および出力端子１
０３を有し、反転入力端子１０１の電位が非反転入力端
子１０２の電位よりも低い時のみ出力端子１０３に電圧
を生じる。１１はトランジスタで、電圧比較器１０の出
力によってオンとなる。なお、コンデンサ５はスイッチ
ング素子３および３１が全てオフの状態では、誘導性負
荷４．４１、整流素子４．４１１１−および９２を通し
て電圧■に充電されている。また、抵抗器７３、抵抗器
７４および抵抗・器７１の抵抗値を十分大なる値に選定
すれば、誘導負荷４および４１に流れる電流は無視でき
る低い値となる。

次に動作を説明する。まず、スイッチング素子３１がオ
ンになると直流電源１、誘導性負荷２１、スイッチング
素子３１によって構成される閉路に電流が流れ、誘導性
負荷２の電流ｉは第３図（ｂ）と全く同様に漸次増加す
る。次にスイッチング素子３１がターンオフすると、誘
導性負荷２１に蓄積されたエネルギーにより、今度は誘
導性負荷２１、整流素子４１、整流素子９３、コンデ、
ンサ５、整流素子９２の順で構成される閉路を電流が循
環してコンデンサ５を充電し、コンデンサ５の両端の電
圧Ｖｃは直流電源電圧Ｖよりも高い値となる。

この時、即ちコンデンサ５が充電中は、第１図から明ら
かなように電圧比較器１０の非反転入力端子１０２の電
位は整流素子９２が導通しているので、はぼ￥＋−Ｖｃ
となり、直流電源１の正側に接続された反転入力端子１
０１の電位Ｖよりも高くなる。従って電圧比較器１０の
出力端子１０３に出力電圧が生し、トランジスタ１１が
オンとなってトランジスタ６のベースが地絡され、誤差
増幅器７の出力の如何に拘らずトランジスタ６はカット
オフ状態が維持される。次に、誘導性負荷２１の電流が
零、即ちコンデンサ５が非充電中になると誘導性負荷２
１の両端に発生する電圧も零となり、電圧比較器１０の
非反転入力端子１０２の電位はＶとなって反転入力端子
１０１の電位Ｖに−致し、出力端子１０３の出力は零と
なるのでトランジスタ１１はカットオフ状態となる。以
上のように電圧比較器１０とトランジスタ１１はコンデ
ンサ５が充電状態であるか否かを検出する充電検出器と
して動作する。一方、誤差増幅器７の非反転入力端子７
０１の電位は、抵抗器７３および７４によって分圧され
て、Ｖｃ−Ｒ７４／　（Ｒ７４＋　Ｒ７３）となり、反
転入力端子の電位は定電圧ダイオード７２によりＶｒの
一定値に維持されている。もし、コンデンサ５の非充電
中にＶｃ−Ｒ７４／　（Ｒ７４＋　Ｒ７３）＞Ｖｒとな
ったならば誤差増幅器７の出力端子７０３の電圧が上昇
し、トランジスタ６のコレクタ電流が増加するから、コ
ンデンサ５、トランジスタ６、直流電源１、整流素子９
１によって構成される閉路により直流電源１に電力を回
生しながらコンデンサ５が放電し、コンデンサ５の電圧
Ｖｃは低下する。そして、Ｖｃ−Ｒ７４／　（Ｒ７４＋
　Ｒ７３）−Ｖｒとなったならば誤差増幅器７の出力端
子７０３の電圧は零となり、トランジスタ６のコレクタ
電流が零となるから、コンデンサ５の電圧Ｖｃの低下は
停止する。従って、コンデンサ５の静電容量を十分大な
る値に選べば、同電圧Ｖｃは、Ｖｒ・（Ｒ７４＋Ｒ７３
）　／Ｒ７４の近傍に維持される。

ゆえにスイッチング素子３１のターンオフ時には、誘導
性負荷２１が、整流素子４１、整流素子９３、整流素子
９２を通して、Ｖｒ（Ｒ７４＋Ｒ７３）／Ｒ７４の電圧
が確立されているコンデンサ５を充電するので、誘導性
負荷２の電流は第３図における定電圧ダイオードの降伏
電圧Ｖｚを、Ｖｚ＝Ｖｒ・（Ｒ７４＋　Ｒ７３）／　Ｒ
７４−Ｖ　とした場合と同様に、第３図（ｂ）の如く変
化して短時間で減少する。また、他のスイッチング素子
３をオン・オフする場合も全く同様であり、各誘導性負
荷２および２１相互間は整流素子４および整流素子４１
で分離されており、かつコンデンサ５の電圧はほぼ一定
値に維持されているので、互いに干渉することもない。

従って、何れか１個以上のスイッチング素子３がターン
オフすればコンデンサ５は充電され、非充電状態になれ
ば、誤差増幅器７、トランジスタ６によりコンデンサ電
圧Ｖｃが上記゛した一定値になるように制御されつつ、
電源にエネルギーを回生じな、がら放電する。

発明の効果以上のように本発明によれば、複数の独立したタイミン
グで駆動される誘導性負荷を、各誘導性負荷に各々１個
ずつのスイッチング素子で駆動できるので、大電流を扱
う場合においても、大型の能動素子はスイッチング素子
と１個の電流制御素子のみでよく小形かつ安価に実現で
き、かつスイッチング素子のターンオフ時には誘導性負
荷の電流は短時間で減少するので高速駆動が可能であり
、さらには誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを、−旦
コンデンサを介して電源に回生ずるため電力効率の高く
、また大型の放熱器を必要とせず、数々の優れた特徴を
有する誘導性負荷駆動回路を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における誘導性負荷駆動回路
の回路図、第２図は従来の誘導性負荷駆動回路の回路図
、第３図は他の従来の誘導性負荷駆動回路の回路図、第
４図は従来の誘導性負荷駆動回路の電流波形図である。１　　　・・・・・・直流電源２．２１・・・・・・誘導性負荷３．３１・・・・・・スイッチング素子４．４１・・・
・・・整流素子５　　　・・・・・・コンデンサ６．１１・・・・・・トランジスタ７　　　・・・・・・誤差増幅器１０　　・・・・・・電圧比較器第２図第１図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）一端が誘導性負荷に接続された直流電源と、前記
直流電源の他の一端に直列に接続された第１のスイッチ
ング素子と、コンデンサと、前記第１のスイッチング素
子のオフ時に誘導性負荷と前記コンデンサを接続する第
２のスイッチング素子と、前記コンデンサが充電中であ
るか否かを判定する充電検出器とを備え、前記充電検出器の出力に応じて動作し前記コンデンサの
充電中にはオフとなり、前記コンデンサの非充電中には
オンとなる電流制御手段を前記コンデンサと前記直流電
源の間に接続したことを特徴とする誘導性負荷駆動回路
。
（２）基準電圧発生手段と、前記コンデンサの電圧と基
準電圧との差を検出する誤差増幅器を備え、電流制御手
段は前記コンデンサの電圧が高い時には低抵抗となり、
前記コンデンサの電圧が低い時には高抵抗となるよう誤
差増幅器の出力に応じて抵抗値の変化する可変インピー
ダンス素子であることを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の誘導性負荷駆動回路。