JPH03239162A - 直流―３相交流変換装置 - Google Patents
直流―３相交流変換装置Info
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- JPH03239162A JPH03239162A JP2035229A JP3522990A JPH03239162A JP H03239162 A JPH03239162 A JP H03239162A JP 2035229 A JP2035229 A JP 2035229A JP 3522990 A JP3522990 A JP 3522990A JP H03239162 A JPH03239162 A JP H03239162A
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、例えば電力系統に存在する高調波電流を除
去するためのアクティブフィルタ装置等で必要となる直
流−３相交流変換装置に関するものである。
去するためのアクティブフィルタ装置等で必要となる直
流−３相交流変換装置に関するものである。
第７図は例えば「システムと制御Ｊ Ｖｏｌ、３０．Ｎ
ｏ。
ｏ。
８、１９８６．Ｐ、 ４６７〜４７４に開示されたこの
種従来のアクティブフィルタ装置の動作原理を示す回路
図である。
種従来のアクティブフィルタ装置の動作原理を示す回路
図である。
図において、（１）は３相の交流電源、（２）はこの交
流電源（１）に接続された負荷装置で、例えば半導体電
力変換素子Ｔ、リアクトルしおよび抵抗Ｒ等から構成さ
れ、最終負荷である電動機等に電力を調整した土供給し
、この段階で高調波電流を交流電源（１）へ流出するこ
とになる。（３）は負荷電流Ｉｔを検出する負荷電流検
出器、（イ）は負荷電流検出器（３）の出力に基づき負
荷装置（２）から流出する上記高調波電流と逆位相の補
償電流Ｉｃを出力するアクティブフィルタである。この
補償電流Ｉｃにより負荷電流ＩＩの高調波成分を相殺す
る訳である。
流電源（１）に接続された負荷装置で、例えば半導体電
力変換素子Ｔ、リアクトルしおよび抵抗Ｒ等から構成さ
れ、最終負荷である電動機等に電力を調整した土供給し
、この段階で高調波電流を交流電源（１）へ流出するこ
とになる。（３）は負荷電流Ｉｔを検出する負荷電流検
出器、（イ）は負荷電流検出器（３）の出力に基づき負
荷装置（２）から流出する上記高調波電流と逆位相の補
償電流Ｉｃを出力するアクティブフィルタである。この
補償電流Ｉｃにより負荷電流ＩＩの高調波成分を相殺す
る訳である。
第８図は従来から採用されているＰ Ｗ Ｍ （Ｐｕ１
ｓｅＷｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御のインバ
ータを使用したアクティブフィルタ（イ）の構成を示す
回路図である。
ｓｅＷｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御のインバ
ータを使用したアクティブフィルタ（イ）の構成を示す
回路図である。
図において、（４１）は負荷電流検出器（３）の出力か
らその基本波成分を除去しその高調波成分を検出する高
調波電流検出回路、（４２）は高調波電流検出回路（４
１）の出力と逆位相、従ってその出力波形が高調波電流
検出回路（４１）の出力波形を正負反転させた波形とな
る高調波電流基準パターンＩｐ８ を演算して出力する
高調波電流補償演算回路、（４３）は高調波電流基準パ
ターン■ｐ１ を入力してＰＷＭ制御により直流−３
相交流変換装置としての電圧形のインバータ回路（４４
）の各アーム素子にゲート信号を送出するＰＷＭ制御回
路、（４５）はインバータ回路〈４４）の出力回路に挿
入されたリップルフィルタで、後述するように、ＰＷＭ
制御における変調用三角波に起因する高調波リップルを
除去するものである。（４６）はインバータ回路（４４
）の出力電流を検出する電流検出器で、その出力は制御
フィードバック量としてＰＷＭ制御回路（４３）に入力
される。（４７）は交流電源（１）とインバータ回路（
４４）との間に挿入されなりアクドルである。
らその基本波成分を除去しその高調波成分を検出する高
調波電流検出回路、（４２）は高調波電流検出回路（４
１）の出力と逆位相、従ってその出力波形が高調波電流
検出回路（４１）の出力波形を正負反転させた波形とな
る高調波電流基準パターンＩｐ８ を演算して出力する
高調波電流補償演算回路、（４３）は高調波電流基準パ
ターン■ｐ１ を入力してＰＷＭ制御により直流−３
相交流変換装置としての電圧形のインバータ回路（４４
）の各アーム素子にゲート信号を送出するＰＷＭ制御回
路、（４５）はインバータ回路〈４４）の出力回路に挿
入されたリップルフィルタで、後述するように、ＰＷＭ
制御における変調用三角波に起因する高調波リップルを
除去するものである。（４６）はインバータ回路（４４
）の出力電流を検出する電流検出器で、その出力は制御
フィードバック量としてＰＷＭ制御回路（４３）に入力
される。（４７）は交流電源（１）とインバータ回路（
４４）との間に挿入されなりアクドルである。
次に動作について説明する。負荷電流Ｉ＋は負荷電流検
出器（３）で検出され、更に高調波電流検出回路（４１
）によりその高調波成分が抽出される。
出器（３）で検出され、更に高調波電流検出回路（４１
）によりその高調波成分が抽出される。
そして、高調波電流補償演算回路（４２）はこの高調波
成分の逆位相の高調波電流基準パターンＩｐ８を演算し
てＰＷＭ制御回路（４３）へ出力する。
成分の逆位相の高調波電流基準パターンＩｐ８を演算し
てＰＷＭ制御回路（４３）へ出力する。
第９図はＰＷＭ制御の基本動作を説明するための波形図
である。同図（ａ）の８１はＰ Ｗ Ｍ制御回路（４３
）の内部で発生する変調用三角波で、この変調用三角波
Ｓ１と高調波電流基準パターン■ｐ８との比較演算を行
い、同図（ｂ）に示すパルス幅変調されなＰＷＭ制御回
路出力信号Ｓ２を得る訳である。
である。同図（ａ）の８１はＰ Ｗ Ｍ制御回路（４３
）の内部で発生する変調用三角波で、この変調用三角波
Ｓ１と高調波電流基準パターン■ｐ８との比較演算を行
い、同図（ｂ）に示すパルス幅変調されなＰＷＭ制御回
路出力信号Ｓ２を得る訳である。
インバータ回路（４４）はこのＰＷＭ制御回路出力信号
Ｓ２をゲート信号としてブリッジの各アームのスイッチ
ング動作を行い、ＰＷＭ制御回路出力信号Ｓ２と同波形
の出力電圧を発生する。この出力電圧は、波高値をイン
バータ回路（４４）の直流電源電圧とするパルス幅変調
波で、この電圧波高値およびリアクトル（４７）の値を
適当に選定することにより、インバータ回路（４４）か
らの出力電流は高調波電流基準パターンＩ ｐｇとほぼ
同波形に平滑されリアクトル（４７）を経て交流電源（
１）に送出される。
Ｓ２をゲート信号としてブリッジの各アームのスイッチ
ング動作を行い、ＰＷＭ制御回路出力信号Ｓ２と同波形
の出力電圧を発生する。この出力電圧は、波高値をイン
バータ回路（４４）の直流電源電圧とするパルス幅変調
波で、この電圧波高値およびリアクトル（４７）の値を
適当に選定することにより、インバータ回路（４４）か
らの出力電流は高調波電流基準パターンＩ ｐｇとほぼ
同波形に平滑されリアクトル（４７）を経て交流電源（
１）に送出される。
但し、この出力電流にはＰＷＭ制御で発生させる変調用
三角波Ｓ１に起因する高調波リップルが存在するためリ
ップルフィルタ（４５）がこのリップルを吸収除去して
交流電源（１）への流出を阻止する。
三角波Ｓ１に起因する高調波リップルが存在するためリ
ップルフィルタ（４５）がこのリップルを吸収除去して
交流電源（１）への流出を阻止する。
第９図（ｂ）の点線で示す波形は、インバータ回路（４
４）の出力電流から上記高調波リップルを除去した後の
波形を示す。即ち、これが補償電流ｒｃとして交流電源
（１）に送出され負荷電流ＩＩの高調波成分を相殺する
訳である。
４）の出力電流から上記高調波リップルを除去した後の
波形を示す。即ち、これが補償電流ｒｃとして交流電源
（１）に送出され負荷電流ＩＩの高調波成分を相殺する
訳である。
ところで、アクティブフィルタ４）のコストを考えた場
合、最も大きなウェイトを占めるのはインバータ回路（
４４）である。そして、このインバータ回路（４４）は
、第８図に示すように、パワトランジスタにダイオード
を逆並列接続した変換素子を各アームとするいわゆる３
相ブリッジ回路で構成されている。
合、最も大きなウェイトを占めるのはインバータ回路（
４４）である。そして、このインバータ回路（４４）は
、第８図に示すように、パワトランジスタにダイオード
を逆並列接続した変換素子を各アームとするいわゆる３
相ブリッジ回路で構成されている。
従って、必要な出力容量が大きい場合には、上記パワト
ランジスタ等の定格容量を増大することによって、その
必要容量に見合った製造コストによる合理的な対処が可
能となる反面、その必要容量か、パワトランジスタ等を
最小の定格容量としたときのインバータ回路（４４）と
しての出力容量より低くなった場合には、容量に見合っ
た合理的な対処ができない。即ち、このような小容量時
においても、６個のアームを配した３相ブリッジ回路構
成を維持する必要があり、容量当りの製品価格が急激に
上昇することになる。
ランジスタ等の定格容量を増大することによって、その
必要容量に見合った製造コストによる合理的な対処が可
能となる反面、その必要容量か、パワトランジスタ等を
最小の定格容量としたときのインバータ回路（４４）と
しての出力容量より低くなった場合には、容量に見合っ
た合理的な対処ができない。即ち、このような小容量時
においても、６個のアームを配した３相ブリッジ回路構
成を維持する必要があり、容量当りの製品価格が急激に
上昇することになる。
この発明はこのような従来の問題点を解消するためにな
されたもので、構成を簡略化して特に低容量定格範囲に
おける経済性を改善した直流−３相交流変換装置を得る
ことを目的とする。
されたもので、構成を簡略化して特に低容量定格範囲に
おける経済性を改善した直流−３相交流変換装置を得る
ことを目的とする。
〔課題を解決するための手段および作用〕この発明に係
る直流−３相交流変換装置は、第１および第２の変換素
子の直列体と第３および第４の変換素子の直列体と第１
および第２のコンデンサの直列体とを並列にして直流電
源の両極間に接続したもので、上記第１ないし第４の変
換素子を所定のシーケンスで制御することにより、上記
各直列体の中間接続点がら３相交流電力を出力する。
る直流−３相交流変換装置は、第１および第２の変換素
子の直列体と第３および第４の変換素子の直列体と第１
および第２のコンデンサの直列体とを並列にして直流電
源の両極間に接続したもので、上記第１ないし第４の変
換素子を所定のシーケンスで制御することにより、上記
各直列体の中間接続点がら３相交流電力を出力する。
〔実施例］
第１図はこの発明の一実施例による直流−３相交流変換
装置を適用したアクティブフィルタ圃の構成を示す回路
図で、この発明に係る直流−３相交流変換装置としての
アクティブフィルタ出力部（４８）は、第１の変換素子
Ｔ１および第２の変換素子１゛２の直列体と第１のコン
デンサＣ１および第２のコ〉デンサＣ２の直列体と第３
の変換素子Ｔ３および第４の変換素子Ｔ４の直列体とを
並列にして直流電源の画電極Ｐ、Ｍ間に接続したもので
、換言すれば、従来からの通常の３相ブリツジ接続にお
ける中央相の変換素子をコンデンサに置き換えたものに
相当する。
装置を適用したアクティブフィルタ圃の構成を示す回路
図で、この発明に係る直流−３相交流変換装置としての
アクティブフィルタ出力部（４８）は、第１の変換素子
Ｔ１および第２の変換素子１゛２の直列体と第１のコン
デンサＣ１および第２のコ〉デンサＣ２の直列体と第３
の変換素子Ｔ３および第４の変換素子Ｔ４の直列体とを
並列にして直流電源の画電極Ｐ、Ｍ間に接続したもので
、換言すれば、従来からの通常の３相ブリツジ接続にお
ける中央相の変換素子をコンデンサに置き換えたものに
相当する。
次にこのアクティブフィルタ出力部（４８）の動作を第
２１］につい”Ｃ説明する。同図（ａ）は第１の変換素
子ｒ・１３ＯＮとした場合で、これにより■の回路、即
ち、電源Ｐ−第１の変換素子Ｔ１−負荷装置（２）−第
２のコンデンサＣ２−電源Ｍの回路と、■の回路、即ち
、第１のコンデンサＣ１−第１の変換素子Ｔ１−負荷装
置（２１−第１のコンデンサＣ１の回路が形成され、Ｗ
相の電流Ｉｗが図示の矢印の向きに出力されることにな
る。また、同図（ｂ）は、第２の変換素子Ｔ２をＯＮに
した場合で、これにより■の回路、即ち、電源Ｐ−第１
のコンデンサＣ１−負荷装置（２）−第２の変換素子下
２−電ｉＭの回路と、■の回路、即ち、第２のコンデン
サＣ２−負荷装置ｆ２１−第２の変換素子下２−第２の
コンデンサＣ２の回路が形成されＷ相の電流Ｉｗが図示
の向きに出力されることになる。
２１］につい”Ｃ説明する。同図（ａ）は第１の変換素
子ｒ・１３ＯＮとした場合で、これにより■の回路、即
ち、電源Ｐ−第１の変換素子Ｔ１−負荷装置（２）−第
２のコンデンサＣ２−電源Ｍの回路と、■の回路、即ち
、第１のコンデンサＣ１−第１の変換素子Ｔ１−負荷装
置（２１−第１のコンデンサＣ１の回路が形成され、Ｗ
相の電流Ｉｗが図示の矢印の向きに出力されることにな
る。また、同図（ｂ）は、第２の変換素子Ｔ２をＯＮに
した場合で、これにより■の回路、即ち、電源Ｐ−第１
のコンデンサＣ１−負荷装置（２）−第２の変換素子下
２−電ｉＭの回路と、■の回路、即ち、第２のコンデン
サＣ２−負荷装置ｆ２１−第２の変換素子下２−第２の
コンデンサＣ２の回路が形成されＷ相の電流Ｉｗが図示
の向きに出力されることになる。
このように、第１の変換素子ＴＩおよび第２の変換素子
′Ｆ２のＯＮ１０ Ｆ Ｆを制御することによりＷ相の
電流１ｗが変化し、同様にして、第３の変換素子Ｔ３お
よび第４の変換素子Ｔ４の０Ｎ１０ＦＦを制御すること
によりＵ相の電流Ｉｕが変化し、■相の電流Ｉｖは Ｉｖ＝−（Ｉｕ±Ｉｖ） の関係から決定される。
′Ｆ２のＯＮ１０ Ｆ Ｆを制御することによりＷ相の
電流１ｗが変化し、同様にして、第３の変換素子Ｔ３お
よび第４の変換素子Ｔ４の０Ｎ１０ＦＦを制御すること
によりＵ相の電流Ｉｕが変化し、■相の電流Ｉｖは Ｉｖ＝−（Ｉｕ±Ｉｖ） の関係から決定される。
従って、ＰＷＭ制御回路（４３）はアクティブフィルタ
出力部（４８）の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出し、
これらが高調波電流基準パターン■ｐ１の各相成分であ
るＩｐｕ” 、Ｉｐｖ” 、 Ｉｐｗ”に一致するよ
う第１の変換素子Ｔ１ないし第４の変換素子Ｔ４へその
０Ｎ１０ＦＦタイミングの信号を送出する。
出力部（４８）の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出し、
これらが高調波電流基準パターン■ｐ１の各相成分であ
るＩｐｕ” 、Ｉｐｖ” 、 Ｉｐｗ”に一致するよ
う第１の変換素子Ｔ１ないし第４の変換素子Ｔ４へその
０Ｎ１０ＦＦタイミングの信号を送出する。
従来のインバータ回路（４４）を、３相分の電圧発生源
を備えこれらを３相対称に結線して構成した変換回路と
みなすと、本発明に係るアクティブフィルタ出力部（４
８）は、第３図に示すように、電圧の発生源を２相分備
えこれらをいわゆるＶ結線して構成した変換回路とみな
すことができる。
を備えこれらを３相対称に結線して構成した変換回路と
みなすと、本発明に係るアクティブフィルタ出力部（４
８）は、第３図に示すように、電圧の発生源を２相分備
えこれらをいわゆるＶ結線して構成した変換回路とみな
すことができる。
第４図は、負荷の力率を１として第３図における各電圧
、電流をその矢印で示す向きにとった場合のヘクトル図
て、電流１ｕおよびＩｖの位相はそれぞれ電圧Ｖｕｖお
よびＶｖｗからπ／６遅れ、Ｉ ｕ＋ Ｉ ｖ＝ Ｉ
ｗから求まる電？ＬＩＷの位相は電圧Ｖｖｗからπ／′
６進んでいる。
、電流をその矢印で示す向きにとった場合のヘクトル図
て、電流１ｕおよびＩｖの位相はそれぞれ電圧Ｖｕｖお
よびＶｖｗからπ／６遅れ、Ｉ ｕ＋ Ｉ ｖ＝ Ｉ
ｗから求まる電？ＬＩＷの位相は電圧Ｖｖｗからπ／′
６進んでいる。
以上の結果、アクティブフィルタ出力部（４８）の場合
、各変換素子の容量を同一とすると、従来の対称形のイ
ンバータ回路（４４）の出力容量に比較して、／１ ／
３ ＃ ０ 、５８倍の容量しか供給することができ
ないが、高価な変換素子およびそれに付属する部品が従
来の２／３に低減し回路構成も簡素化される。従って、
出力すべき高調波電流の容量が比較的小さい場合には、
装置全体の価格や寸法を従来のものより低く抑えること
が可能となる。
、各変換素子の容量を同一とすると、従来の対称形のイ
ンバータ回路（４４）の出力容量に比較して、／１ ／
３ ＃ ０ 、５８倍の容量しか供給することができ
ないが、高価な変換素子およびそれに付属する部品が従
来の２／３に低減し回路構成も簡素化される。従って、
出力すべき高調波電流の容量が比較的小さい場合には、
装置全体の価格や寸法を従来のものより低く抑えること
が可能となる。
次にこの発明に係る直流−３相交流変換装置をいわゆる
アナログ増幅式アクティブフィルタに適用した場合の実
施例について説明する。この方式は、高調波電流基準パ
ターン■ｐ８から補償電流Ｉｃへの増幅を、アナログ増
幅、即ち、第１図の実施例のＰＷＭ制御式によるのでは
なく、入力信号を同一波形のまま増幅するもので、第５
図はこの種従来のアナログ増幅式アクティブフィルタ（
４Ａ）の全体構成を示す回路図である。図において、（
１）〜（３）、（４１）、（４２）、（４６）は第８図
の場合と同一のものである。（４３Ａ）はアナログ増幅
制御部で、例えばフォトカブラの伝達特性の直線特性領
域を利用することにより、高調波電流基準パターン■ｐ
１を同一波形のまま光結合で伝達する。（４４Ａ）はア
ナログ増幅出力部で、いわゆる直接接合増幅器等で構成
され、例えばコンデンサ等を介してアナログ増幅制御部
（４３Ａ ）から入力した信号をアナログ増幅し補償電
流１ｃとして出力する。（４９）は交流電源（１）とア
ナログ増幅出力部＜４４Ａ）との間に挿入された結合コ
ンデンサで、交流電源（１）の基本波電圧成分を吸収し
て基本波を遮断する。従って、アナログ増幅出力部（４
４Ａ）は基本波電圧成分に比較して十分低い高調波電圧
成分に相当する電圧を出力すれば足り、大電流出力のア
ナログ増幅器の採用が容易となる。
アナログ増幅式アクティブフィルタに適用した場合の実
施例について説明する。この方式は、高調波電流基準パ
ターン■ｐ８から補償電流Ｉｃへの増幅を、アナログ増
幅、即ち、第１図の実施例のＰＷＭ制御式によるのでは
なく、入力信号を同一波形のまま増幅するもので、第５
図はこの種従来のアナログ増幅式アクティブフィルタ（
４Ａ）の全体構成を示す回路図である。図において、（
１）〜（３）、（４１）、（４２）、（４６）は第８図
の場合と同一のものである。（４３Ａ）はアナログ増幅
制御部で、例えばフォトカブラの伝達特性の直線特性領
域を利用することにより、高調波電流基準パターン■ｐ
１を同一波形のまま光結合で伝達する。（４４Ａ）はア
ナログ増幅出力部で、いわゆる直接接合増幅器等で構成
され、例えばコンデンサ等を介してアナログ増幅制御部
（４３Ａ ）から入力した信号をアナログ増幅し補償電
流１ｃとして出力する。（４９）は交流電源（１）とア
ナログ増幅出力部＜４４Ａ）との間に挿入された結合コ
ンデンサで、交流電源（１）の基本波電圧成分を吸収し
て基本波を遮断する。従って、アナログ増幅出力部（４
４Ａ）は基本波電圧成分に比較して十分低い高調波電圧
成分に相当する電圧を出力すれば足り、大電流出力のア
ナログ増幅器の採用が容易となる。
そして、このアナログ増幅式のものではＰＷＭ制御式に
おけるような変調波使用に伴う高調波リップルが発生し
ないので、リップルフィルタ（４５）は不要となる。
おけるような変調波使用に伴う高調波リップルが発生し
ないので、リップルフィルタ（４５）は不要となる。
第６図は以上のアナログ増幅式アクティブフィルタ（４
Ａ）の出力部＜４４Ａ＞にこの発明に係る直流３相交流
変換装置を適用したものである。図において、Ｔ１ない
しＴ４はアナログ電力増幅を行う第１ないし第４の変換
素子としてのパワトランジスタ、Ｃ１，Ｃ２は第１およ
び第２のコンデンサである。そして、ＲｅおよびＤｄは
」二記パワトランジスタＴ１ないしＴ４のベース回路に
接続された抵抗およびダイオードである。
Ａ）の出力部＜４４Ａ＞にこの発明に係る直流３相交流
変換装置を適用したものである。図において、Ｔ１ない
しＴ４はアナログ電力増幅を行う第１ないし第４の変換
素子としてのパワトランジスタ、Ｃ１，Ｃ２は第１およ
び第２のコンデンサである。そして、ＲｅおよびＤｄは
」二記パワトランジスタＴ１ないしＴ４のベース回路に
接続された抵抗およびダイオードである。
この場合も、既述したと同様いわゆるＶ結線に相当する
動作を行うので、第１図の実施例の場合と同等の効果を
奏する。
動作を行うので、第１図の実施例の場合と同等の効果を
奏する。
なお、上記各実施例では、アクティブフィルタ装置に適
用した場合について説明したが、この発明は、直流電力
を３相交流電力に変換する装置に広く適用することがて
き、同様の効果かを奏する。
用した場合について説明したが、この発明は、直流電力
を３相交流電力に変換する装置に広く適用することがて
き、同様の効果かを奏する。
この発明は以上のように構成されているので、通常の３
相対称の回路構成のものに比較して、回路が簡略となっ
て必要な変換素子の個数を低減することができ、特に出
力容量が比較的小さい場合に装置全体の価格や寸法を低
く抑えることが可能となる。
相対称の回路構成のものに比較して、回路が簡略となっ
て必要な変換素子の個数を低減することができ、特に出
力容量が比較的小さい場合に装置全体の価格や寸法を低
く抑えることが可能となる。
第１図はこの発明の一実施例による直流−３相交流変換
装置を適用したアクティブフィルタの構成を示す回路図
、第２図はその動作を説明する部分回路図、第３図およ
び第４図はこの発明をいわゆるＶ結線に相当するものと
して説明するためのそれぞれ回路図および電圧電流のベ
クトル図、第５図はこの発明の他の実施例を説明するた
めの従来技術であるアナログ増幅式アクティブフィルタ
の構成を示す回路図、第６図はこの発明の他の実施例に
よるものを示す回路図、第７図はアクティブフィルタ装
置の動作原理を示す回路図、第８図は従来のＰＷＭ制御
式アクティブフィルタの構成を示す回路図、第９図はＰ
ＷＭ制御の基本動作を説明するための波形図である。 図において、（４８）は直流−３相交流変換装置として
のアクティブフィルタ出力部、ＴＩないしＴ４はそれぞ
れ第１ないし第４の変換素子、Ｃ１およびＣ２はそれぞ
れ第１および第２のコンデンサ、ＰおよびＭは直流電源
のそれぞれ土掻および一極、（４３）はＰ Ｗ Ｍ ｆ
ｉ制御回路である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 第１図 第３図 Ｊｗ 第５図 ｖｗ ７ 第６図 第７図
装置を適用したアクティブフィルタの構成を示す回路図
、第２図はその動作を説明する部分回路図、第３図およ
び第４図はこの発明をいわゆるＶ結線に相当するものと
して説明するためのそれぞれ回路図および電圧電流のベ
クトル図、第５図はこの発明の他の実施例を説明するた
めの従来技術であるアナログ増幅式アクティブフィルタ
の構成を示す回路図、第６図はこの発明の他の実施例に
よるものを示す回路図、第７図はアクティブフィルタ装
置の動作原理を示す回路図、第８図は従来のＰＷＭ制御
式アクティブフィルタの構成を示す回路図、第９図はＰ
ＷＭ制御の基本動作を説明するための波形図である。 図において、（４８）は直流−３相交流変換装置として
のアクティブフィルタ出力部、ＴＩないしＴ４はそれぞ
れ第１ないし第４の変換素子、Ｃ１およびＣ２はそれぞ
れ第１および第２のコンデンサ、ＰおよびＭは直流電源
のそれぞれ土掻および一極、（４３）はＰ Ｗ Ｍ ｆ
ｉ制御回路である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 第１図 第３図 Ｊｗ 第５図 ｖｗ ７ 第６図 第７図
Claims (1)
- 第１および第２の変換素子の直列体と第３および第４の
変換素子の直列体と第１および第２のコンデンサの直列
体とを並列にして直流電源の両極間に接続し、上記第１
ないし第４の変換素子を所定のシーケンスで制御するこ
とにより上記各直列体の中間接続点から３相交流電力を
出力する直流−３相交流変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2035229A JPH03239162A (ja) | 1990-02-16 | 1990-02-16 | 直流―３相交流変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2035229A JPH03239162A (ja) | 1990-02-16 | 1990-02-16 | 直流―３相交流変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03239162A true JPH03239162A (ja) | 1991-10-24 |
Family
ID=12436009
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2035229A Pending JPH03239162A (ja) | 1990-02-16 | 1990-02-16 | 直流―３相交流変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03239162A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018133853A (ja) * | 2017-02-13 | 2018-08-23 | 株式会社指月電機製作所 | インバータの電流検知方法、インバータの電流検知装置、アクティブフィルタ |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6117889B2 (ja) * | 1980-08-20 | 1986-05-09 | Mitsubishi Metal Corp |
-
1990
- 1990-02-16 JP JP2035229A patent/JPH03239162A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6117889B2 (ja) * | 1980-08-20 | 1986-05-09 | Mitsubishi Metal Corp |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018133853A (ja) * | 2017-02-13 | 2018-08-23 | 株式会社指月電機製作所 | インバータの電流検知方法、インバータの電流検知装置、アクティブフィルタ |
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