JPH03209911A - タイミング抽出処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は受信されたアナログ信号をデジタル信号化する
際のタイミング波を抽出するタイミング抽出処理装置に
関するものである。

［従来の技術］ 従来、この種の装置においては、例えば復調部から出力
される複素信号からタイミング位相誤差を検出する際、
実部、虚部の各信号を、ボーレイト周波数ｆゎ＝　１　
／　Ｔ　Ｂの陣を通過域中心の周波数とする狭帯域フィ
ルタに通してから自乗し、さらにｆ５を通過域周波数と
する狭帯域フィルタに通してから加えることによりタイ
ミング波を抽出するという方法がある。

そこで、第９図に示されるデータ復調部１０１から出力
された信号の実部ＳＩＩが狭帯域フィルタ１０２を通過
した後の信号Ｓ１を、 Ｓ＋　＝Ａｃｏｓｘｆｂ　ｔ　（Ａは定数）　　　・（
１）とすると、自乗回路１０４の出力信号Ｓ２は、Ｓｓ
　＝Ａ２　（１＋ｃｏｓ２冗ｆゎｔ）／２・・・（２）
となる。必要とされるタイミング波はボーレイト周波数
の正弦波であるから、信号Ｓ２から直流分Ａ２／２を除
去するために８２を通過域中心の周波数がｆｂである狭
帯域フィルタ（以下、ｒＢＰＦ」と称す）１０Ｇに通し
て、 Ｓｓ　＝　（Ａ”　ＣＯ５２！＄’ｒｂ　ｔ）／２　　
−（３）というタイミング波形を得る必要がある。

データ復調部１０１から出力された複素信号の虚部Ｓｌ
についても上記と全く同様な方法でＢＰＦ１０３．自乗
回路１０５．ＢＰＦ１０７を介することによってタイミ
ング波形を得ることができる。

ところが、送信されるデータの内容によってはデータ復
調部１０１から出力される複素信号の実部もしくは虚部
のサンプル点の値が連続的に同じ値を取ることがある。

この場合、実部のみ、あるいは虚部のみの信号を使って
正弦波状のタイミング波を得ることは困難となる。

そのために、データ復調部１０１から出力された信号の
実部ＳＲ，虚部Ｓ、から独立に抽出したタイミング波を
加算回路１０８で加算するという方法が採用されている
。

［発明が解決しようとしている課題］ しかしながら、上記実施例では、周波数がｆｂ／２であ
る信号から周波数がｆｂである信号を得るために、自乗
回路１０４，１０５を使っており、この場合、後で直流
分を除去する回路が必要となる。また、データ復調部１
０１の出力信号を２つの独立した実信号としてタイミン
グ波を得た後で加算するため、回路構成に冗長性が生ず
る。

上述した要因から、回路全体の小型化、低価格化、演算
の高速化を妨げるという欠点が生じる。

本発明は上述した従来例の欠点に鑑みてなされたもので
あり、その目的とするところは、安価で小型化された構
成で且つ演算速度を高速化してくれるタイミング抽出処
理装置を提供する点にある。

［課題を解決するための手段］ 上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に
係わるタイミング抽出処理装置は、受信されたアナログ
信号を標本化してデジタル信号化するためのタイミング
波を抽出するタイミング抽出処理装置において、前記標
本化されたデジタル信号から複素信号に復調する復調手
段と、該復調手段で復調された複素信号の複素狭帯域の
フィルタリングを行うフィルタリング手段と、該フィル
タリング手段でフィルタリングされた複素信号の自乗処
理を行う自乗手段と、該自乗手段で自乗された複素信号
をタイミング波として抽出する抽出手段とを備える。

また、標本化されたデジタル信号をデジタル信号化する
ためのタイミング波を抽出するタイミング抽出処理装置
において、前記受信アナログ信号から複素信号に復調す
る復調手段と、該復調手段で復調された複素信号の自乗
処理を行う自乗手段と、該自乗手段で自乗された複素信
号の複素狭帯域のフィルタリングを行うフィルタリング
手段と、該フィルタリング手段でフィルタリングされた
複素信号をタイミング波として抽出する抽出手段とを備
える。

［作用］ かかる構成によれば、復調手段は標本化されたデジタル
信号から複素信号に復調し、フィルタリング手段は復調
手段で復調された複素信号の複素狭帯域のフィルタリン
グを行い、自乗手段はフィルタリング手段でフィルタリ
ングされた複素信号の自乗処理を行い、抽出手段は自乗
手段で自乗された複素信号をタイミング波として抽出す
るようにしている。

また、復調手段は標本化されたデジタル信号から複素信
号に復調し、自乗手段は復調手段で復調された複素信号
の自乗処理を行い、フィルタリング手段は自乗手段で自
乗された複素信号の複素狭帯域のフィルタリングを行い
、抽出手段はフィルタリング手段でフィルタリングされ
た複素信号なタイミング波として抽出するようにしてい
る。

［実施例］ 以下添付図面を参照して、本発明に係る好適な実施例を
詳細に説明する。

く第１実施例〉 第１図は第１実施例のタイミング抽出回路を説明するブ
ロック図である。同図において、ＣＣ２，Ｃａは複素信
号を示している。１は変調された信号から元の信号波（
複素信号）を取り出すデータ復調部を示し、６はデータ
復調部］から出力される信号波の複素狭帯域フィルタ（
以下、ｒＣ−ＢＰＦＪと称す）を示し、７はＣ−ＢＰＦ
６から出力される複素信号を自乗する自乗回路を示して
いる。

次に、上記基本構成の動作について説明する。

まず、データ復調部１から出力された復調信号Ｃ１は通
過域中心周波数がｆｌ、／２であるＣ−ＢＰＦ６に通さ
れ、その結果、 ｊπｆ、ｔ Ｃ２＝　ｅ　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（
４）という信号が生成される。そして信号Ｃ２（複素信
号）は自乗回路７に入力されて自乗される。自乗回路７
では、 Ｃ３：　（Ｃ２）”　＝ｅｊ２″ｆ、ｔ　　　−０，（
ｓ）の式に従って、出力信号Ｃ３が得られる。この信号
Ｃ３はボーレイト周波数の複素正弦波として直流成分を
除去することなく得られる。

次に、Ｃ−ＢＰＦ６の具体的な構成について説明する。

第２図は第１実施例のＣ−ＢＰＦ６の構成を説明するブ
ロック図である。まず、Ｈ，（ｗ）Ｈ２（Ｗ）を通過域
中心の周波数がｆゎ／２であす る実信号の狭帯域フィルタの周波数特性とし、こては、 を満たすとする。

ここで、 Ｈ（ｗ） ＝　Ｈ１（ｗ）　＋Ｊ　Ｈ２（Ｗ） とすると、 ・・・（８） である。

また。

Ｗ＝±　２π　・　ｆゎ ／２の近傍以外 の周波数に対して、 （Ｗ）　＝　Ｈ２（Ｗ）→０であるか ら、上記（７）　、　（８）式よりＨ（ｗ）はｗ＝＋２
π・ｆゎ／２の近傍の周波数のみを通過させる複素狭帯
域フィルタとなる。

ここで、上記（６）、（７）式で定義されるＨ　（ｗ）
を実際に回路で組む方法を示す。復調信号Ｃ１を、 Ｃ＋　＝ｒ　（ｔ）　＋ｊ−ｉ　（ｔ）　　　　　−（
９）（ｋ　（ｔ）　、　　ｉ　（ｔ）は実信号、ｊは虚
数単位）とする。またフーリエ変換をＦで表し、Ｒ（ｗ
）　＝Ｆ　（ｒ　（ｔ）　）　　　　　　　・・・（１
０）Ｉ　　（ｗ）　＝Ｆ　（ｉ　（ｔ）　）　　　　　
　　−（１１）Ｃ，（ｗ）＝Ｆ　（Ｃ１）　　　　　　
　　−（１２）とする。（９）式とＦの線形性から、 Ｃ＋（ｗ）　＝Ｒ（ｗ）　＋ｊ−Ｉ　　（ｗ）　　　　
・・１１３）が成立する。以上のことを準備として複素
狭帯域フィルタＨ（ｗ）に復調信号Ｃ１を入力した時の
出力Ｃ２を周波数領域で求める。そこで、Ｃ−（ｗ）＝
Ｆ　（Ｃ２）　　　　　　　　”１１４）と定義すると
、 Ｃａ　　（ｗ）＝Ｈ（ｗ）Ｃ＋　　（ｗ）　　　　−・
・（１５）となる。上式（１５）に（７）、（１３）式
を代入すると、 ｃｚ（ｗ）＝　（Ｈ＋　（ｗ）＋ｊ−Ｈｚ（ｗ））（Ｒ
（ｗ）＋ｊ・Ｉ（ｗ））ｌＨ＋（ｗ）・Ｒ（ｗ）−Ｈｚ
（ｗ）・Ｉ（ｗ））＋ｊ（Ｈ，（ｗ）・Ｉ（ｗ）＋Ｈ２
（ｗ）・Ｒ（ｗ））　　　　−（１６）となる。フィル
タ出力の時間領域での表現は上式を逆フーリエ変換（Ｆ
−’）して、 ｃａ＝（（ｈ＋＊ｒ）　（ｔ）−（ｈ２＊ｉ）　（ｔ）
）＋ｊ（（ｈ１＊１）（ｔ）＋（ｈ２＊ｒ）（ｔ））・
・・（１７）となる。ここで＊はたたみ込み演算を表し
ており、ｈ　＋　（ｔ）　、ｈ　２　（ｔ）は、ｈ＋　
（ｔ）＝Ｆ−’　（Ｈ＋　（ｗ））　　　　・”　（１
８）ｈｚ　（ｔ）　＝Ｆ−’　（Ｈ２（Ｗ）　）　　　
　　・・・（１９）となる。そして、（１７）式を回路
で表現すると、第２図に示されるＣ−ＢＰＦ６となる。

第２図において、ａ　（ｔ）　、　ｂ　（ｔ）はそれぞ
れＣＢＰＦ６から出力される実部、虚部を示し、８゜８
′はそれぞれ周波数特性Ｈ２（ｗ）を有するフィルタを
示し、９，９′はそれぞれ周波数特性Ｈ２（ｗ）を有す
るフィルタを示している。

２０．２１はそれぞれ加算回路を示している。

ここで、以上の構成と（１７）式との関係を説明する。

まず、出力信号Ｃ２は実部ａ　（ｔ）と虚部ｂ（ｔ）と
を有することから、 Ｃ２＝ａ　（ｔ）　”Ｊ−ｂ　（ｔ）　　　　　　　　
　　　−（１７）　′となる。上記（１７）式と（１７
）’式とを比較することにより、 ａ（ｔ）・（ｈ＋＊ｒ）　（ｔ）−（ｈ２＊ｉ）　（ｔ
）　　　　　　　−（２０）ｂ（ｔ）＝（ｈｌ！ｉ）　
（ｔ）＋（ｈ２＊ｒ）　（ｔ）　　　　　　　　　−（
２１）が得られる。従って、実部である（２０）式の演
算結果は加算回路２０で得られ、虚部である（２１）式
の演算結果は加算回路２１で得られることが示されてい
る。

次に複素信号を自乗する方法について説明する。

第３図は第１実施例の自乗回路７の構成を示すブロック
図である。まず、処理手順を式で表すと、 （ａ（ｔ）＋ｊ−ｂ（ｔ））”ｄａ（ｔ）２−ｂ（ｔ）
２）＋ｊ（２ａ（ｔ）　・ｂ（ｔ））ｚ（ａ　（ｔ）　
−ｂ　（ｔ）　）　（ａ　（ｔ）　＋ｂ　（ｔ）　）＋
ｊ　（２ａ　（ｔ）・ｂ（ｔ）） ・・・（２２） となる。従って、Ｃ２＝（ｔ）＋ｊ・ｂ（ｔ）を自乗す
る回路は第３図に示される自乗回路７となる。

　ｂ 第３図において、２２．２３はそれぞれ加算回路、２４
．２５はそれぞれ乗算回路、２６は乗算回路２５からの
出力信号を２倍にする乗算回路を示している。ｘ　（ｔ
）　、　ｙ　（ｔ）はそれぞれ自乗回路７から出力され
る出力の実部、虚部を示している。

以上の構成と（２２）式との関係を説明する。

まず、（Ｃ２）　２は実部ｘ　（ｔ）と虚部ｙ（１）と
を有することから、 （Ｃ２）２・ｘ　（ｔ）　＋ｊ−ｙ　（ｔ）　　　　　
　　　　　・・・（２２）’となる。上記（２２）式と
（２２）’　とを比較することにより、 ｘ（ｔ）　・（ａ（ｔ）−ｂ（ｔ）　）　（ａ（ｔ）　
＋ｂ（ｔ）　）　　　　　　−（２３）ｙ（ｔ）＝２・
ａ（ｔ）　・ｂ（ｔ）　　　　　　　　　　　−（２４
）が得られる。実部である（２３）式の演算結果は加算
回路２２．２３及び乗算回路２４で得られ、虚部である
（２４）式の演算結果は乗算回路２５及び２６で得られ
る。

第３図に示される自乗回路７を第２図に示されるＣ−Ｂ
ＰＦ６の後に縦続すれば、（４）（５）式の処理をハー
ドウェアの回路で実現したことになり、これによって、 ２ｚｆｂｔ Ｃｓ＝ｅ　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２
５）が得られる。

以上説明したように、第１実施例によれば、複素信号か
ら直接にタイミング波形を抽出することが可能となり、
これによって構成の小型化、低価格化、演算の高速化を
計ることができる。

〈第１実施例の変形例〉 上述の第１実施例において、実際には出力されるタイミ
ング波としては、実部または虚部のいずれか一方が得ら
れれば十分なので、変形例として、第３図から明らかな
ように、より簡単に計算できるように虚部のｙ　（ｔ）
だけを計算すように構成しても良い。

この場合には、Ｃ−ＢＰＦ６．自乗回路１７を縦続し、
虚部だけを計算する回路を設ければ良い。第４図は第１
実施例の変形例を示すブロック図である。第４図におい
て、２７は第３図に示される自乗回路７の虚部ｙ　（ｔ
）のみを取り出すための乗算回路を示し、２８は自乗回
路２７から出力されるｙ（ｔ）の信号を２倍にする乗算
回路を示している。

なお、第４図において、出力の直前で２倍する乗算回路
２８を省略してもタイミング波形を抽出することができ
るのは、本発明の技術範囲から明らかである。

く第２実施例〉 次に、第２実施例について説明する。

上述した第１実施例では、（６）式を満たすためＨ、（
Ｗ）　、　Ｈ２（Ｗ）の処理を行う２つの回路、即ち、
狭帯域のフィルタ８．９又は８′、９’（第２図及び第
４図）はそれぞれ別々の回路で設けられていたが、第２
実施例では上記２つの回路が１つの回路で実現される。

尚、他の構成については前述の第１実施例と同様とする
。

第５図は第２実施例の狭帯域のフィルタを示すブロック
図である。この第５図にはデータ復調部１から出力され
る複素信号Ｃ１の実部であるｒ（ｔ）側のフィルタが示
されている。尚、複素信号Ｃ１の虚部であるｉ　（ｔ）
側のフィルタはｒ（ｔ）側のフィルタと同様のため、説
明を省略する。

第５図中、１０〜１４は所定の係数で乗算する　０ 乗算回路をそれぞれ示し、１５．１６は本回路のサンプ
ル時間だけ信号を遅延させる遅延回路を示している。

次に、上記構成の動作について説明する。

第５図において、出力信号（ｈ＋＊ｒ）　（ｔ）＋ｊ（
ｈ２＊ｒ）（１）を周波数域で表すと（Ｈ＋　（ｗ）＋
ｊＨａ（ｗ））Ｒ（ｗ）である。

第５図の乗算回路１０，１１，１２，１３．１４に記憶
してお（乗算の係数をそれぞれ／２＋’／２＋α、−β
、−γとする。

同図から、 である。

但し、 ２ｆゎ とする。α、β、γを適当に選ぶことにより、Ｈ，（ｗ
）は通過域中心周波数が±ｆｂ／２である狭帯域フィル
タになる。また、 となり、上記（６）式は満たされる。

従って、 Ｈ（Ｗ）＝０１（Ｗ）＋ｊＨ２（Ｗ）　＝Ｈ＋（Ｗ）（
１＋ｓｉｎ（ｗ／２ｆｂ））は通過域中心周波数が＋ｆ
　、／２（Ｈｚ）である複素狭帯域フィルタになってい
る。

よって、この回路の出力信号（ｈ＋＊ｒ）　（ｔＤｊ（
ｈ２＊ｒ）（ｔ）は第１実施例における出力信号と同等
のものである。

このように、第２実施例によれば、第１実施例と同様の
効果を得られると共に、Ｃ−ＢＰＦの回路構成を簡略化
することができる。

く第３実施例〉 次に、第３実施例について説明する。

尚、第１実施例と同様の構成から成る部分の説明は省略
する。

第３実施例では、標本化周波数が２ｆｂである場合、第
１実施例で説明した（６）式を満たすＨ１（ｗ）　、　
Ｈ２（Ｗ）が等価的に且つ簡単に実現される。まず、Ｈ
，（ｗ）のフィルタ８　（８′）の後に標本化時間１／
２ｆｂ＝Ｔ、／２だけ遅延させる回路を縦続した回路の
伝達関数をＨ２（ｗ）とする。この場合には、Ｈ２（Ｗ
）は第１実施例で説明した（６）式を満たしていること
を以下説明する。

まず、Ｔ、／２だけ遅延させる回路の伝達関数は−ｊＴ
ｇ／２ ｅ　　　となる。

従って、 Ｈ２（ｗ）は、 Ｈ２（Ｗ）　　・Ｈ＋　（ｗ）　　ｅ　−ｊｗ”／２・
・・（２６） となり、 となる。従って、上記（２７）式が前述の（６）式を満
たすことは明らかとなる。

以上、（２７）式の関係から第２図に示されるＣ−ＢＰ
Ｆ６は第１図に示される回路のように簡略化される。第
６図は第３実施例のＣ−ＢＰＦの構成を示すブロック図
である。第６図において、１７．１７’　はフィルタ８
．８′から出力される信号をＴＢ／２だけ遅延させる遅
延回路を示している。

　４ 以上説明したように、第３実施例によれば、Ｈ２（Ｗ）
の処理を遅延回路によって等価的に実現させることがで
きる。

〈第４実施例〉 次に、第４実施例について説明する。

第１実施例の変形例では、Ｃ−ＢＰＦ６と自乗回路７と
を縦続し、虚部だけを計算するタイミング抽出回路が使
用されているが、この第４実施例では実部だけを計算す
る回路構成となる。尚、第１実施例と同様の構成につい
て説明を省略する。

まず、第３図に示される自乗回路７の出力信号Ｃ３の実
部ｘ　（ｔ）は、 ｘ　（ｔ）　□ａ　（ｔ）　”−ｂ　（ｔ）　”　（ａ
　（ｔ）　−ｂ　（ｔ）　）　（ａ　（ｔ）　＋ｂ　（
ｔ）　）・・・（２８） である。第２図のＣ−ＢＰＦ６の出力信号Ｃ２（・ａ（
ｔ）　＋ｊｂ　（ｔ）　）は前述した（１７）式から、
ａ（ｔ）＝（ｈ＋＊ｒ）　（ｔ）−（ｈ２＊ｉ）　（ｔ
）　　　　　　　−（２９）ｂ　（ｔ）　＝（ｈｌ　”
１）　（ｔ）　＋　（ｈ２＊ｒ）　（ｔ）　　　　　　
　　　＋＋・（３０）を満たしていることがわかる。上
記（２９）。

（３０）式を（２８）式に代入し整理すると、実部のｘ
　（ｔ）は、 ｘ（ｔＬ［（（ｈ＋＊ｒ）　（ｔ）−（ｈｚ”ｉ）　（
ｔ））１（ｈ＋＊１）（ｔ）＋（ｈ２＊ｒ）（ｔ））］
×［（（ｈ＋＊ｒ）　（ｔ）−（ｈ２＊ｉ）　（ｔ））
＋（（ｈ＋＊ｉ）　（ｔ）”（ｈ２＊ｒ）　（ｔ））］
＝［＋（ｈｌ−ｈ２）＊ｒ）（ｔ）−（（ｈ＋＋ｈ＋）
＊ｉ）　（ｔ）］ｘ　［（（ｈ＋＋ｈ２）＊ｒ）　（ｔ
）＋（（ｈｌ−ｈ２）＊ｉ）　（ｔ）］・・・（３１） となる。この（３１）式を回路で実現すると、第７図の
構成となる。第７図は第４実施例のＣ−ＢＰＦの構成を
示すブロック図である。第７図において１８（１８°）
、１９（１９°）はそれぞれ周波数特性Ｈ１（Ｗ）１ Ｈ２（ｗ）を有するフィルタを示 している。ただし、 Ｈ＋（ｗ）＝Ｈ１（Ｗ）−Ｈ２（Ｗ） ・・・（３２） Ｈ２（Ｗ）＝Ｈ１（Ｗ）＋８２（Ｗ） である。ここで、Ｈ＋（ｗ）と て述べる。

・・・（３３） Ｈ２（Ｗ）との関係につい Ｈ＋（ｗ） Ｈ＋　（Ｗ）　−Ｈ２（Ｗ） １−Ｈ２（Ｗ＞／ （Ｗ） となり、第１実施例で説明した（６）式と同様の関係を
満たしている。従って、第７図のＣ−ＢＰＦに第２実施
例や第３実施例を適用し、簡略化することができる。

　７ く第５実施例〉 次に、第５実施例について説明する。

上述した第１〜第４実施例では、通過域中心の周波数ｆ
ゎ／２の後に複素信号の自乗回路を縦続してタイミング
波形を得る方法が述べられているが、本発明はこれに限
定されるものではなく、縦続する順序を逆にしてもタイ
ミング波形を得ることができる。

第８図は第５実施例のタイミング抽出回路の構成を示す
ブロック図である。同図において、３２．３３は第１実
施例の自乗回路７．Ｃ−ＢＰＦ６と同様の機能を有する
自乗回路、Ｃ−ＢＰＦをそれぞれ示している。動作とし
ては、データ復調部１から出力された複素信号は自乗回
路３２で自乗され、通過域中心の周波数が＋ｆゎである
Ｃ−ＢＰＦ３３に通されてボーレイト周波数の複素圧　
８ ｊ２πｆｂｔ 弦波ｅ　　　　に近いタイミング波形が得られる。

なお、前述の各実施例と同様にタイミング波形は実部、
虚部のいずれか一方だけが得られればよいので、第５実
施例では最終段のＣ−ＢＰＦ３３は２信号人力１信号出
力の回路へと簡略化することができる効果が加わる。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、複素信号から直
接にタイミング波形を抽出することが可能となり、これ
によって構成の小型化、低価格化、演算の高速化を計る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１実施例のタイミング抽出回路を説明するブ
ロック図、 第２図は第１実施例のＣ−ＢＰＦ６の構成を説明するブ
ロック図、 第３図は第１実施例の自乗回路７の構成を示すブロック
図、 第４図は第１実施例の変形例を示すブロック図、 第５図は第２実施例の狭帯域のフィルタを示すブロック
図、 第６図は第３実施例のＣ−ＢＰＦの構成を示すブロック
図、 第７図は第４実施例のＣ−ＢＰＦの構成を示すブロック
図、 第８図は第５実施例のタイミング抽出回路の構成を示す
ブロック図、 第９図は従来の一構成例を示すブロック図である。 図中、１，１０１・・・データ復調部、６，３３・・・
Ｃ−ＢＰＦ、７，１０〜１４，２４゜２６．２７，２８
，３２，１０４，１０５・・・乗算回路、８．８’　、
９，９°、１８，１８゜１９．１９°・・・フィルタ、
２０，２１，２２゜２３．３０，３１，１０８−・・加
算回路、１５゜１６．１７．１７’・・・遅延回路、１
０２゜１０３．１０６，１０７・・・ＢＰＦである。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信されたアナログ信号を標本化してデジタル信
   号化するためのタイミング波を抽出するタイミング抽出
   処理装置において、 前記標本化されたデジタル信号から複素信号に復調する
   復調手段と、 該復調手段で復調された複素信号の複素狭帯域のフィル
   タリングを行うフィルタリング手段と、該フィルタリン
   グ手段でフィルタリングされた複素信号の自乗処理を行
   う自乗手段と、 該自乗手段で自乗された複素信号をタイミング波として
   抽出する抽出手段とを備えることを特徴とするタイミン
   グ抽出処理装置。
2. （２）前記フィルタリング手段は前記復調された複素信
   号を構成する実部と虚部それぞれに対して１信号入力か
   ら２信号出力を行うフィルタを用いることを特徴とする
   請求項第１項記載のタイミング抽出処理装置。
3. （３）前記抽出手段はタイミング波を複素信号の実部と
   虚部のうち一方としたことを特徴とする請求項第１項記
   載のタイミング抽出処理装置。
4. （４）受信されたアナログ信号を標本化してデジタル信
   号化するためのタイミング波を抽出するタイミング抽出
   処理装置において、 前記標本化されたデジタル信号から複素信号に復調する
   復調手段と、 該復調手段で復調された複素信号の自乗処理を行う自乗
   手段と、 該自乗手段で自乗された複素信号の複素狭帯域のフィル
   タリングを行うフィルタリング手段と、該フィルタリン
   グ手段でフィルタリングされた複素信号をタイミング波
   として抽出する抽出手段とを備えることを特徴とするタ
   イミング抽出処理装置。
5. （５）前記フィルタリング手段は前記復調された複素信
   号を構成する実部と虚部それぞれに対して１信号入力か
   ら２信号出力を行うフィルタを用いることを特徴とする
   請求項第４項記載のタイミング抽出処理装置。
6. （６）前記抽出手段はタイミング波を複素信号の実部と
   虚部のうち一方としたことを特徴とする請求項第４項記
   載のタイミング抽出処理装置。